(Не TDA1555, а більш серйозні мікросхеми), вимагають БП з двополярним харчуванням. І складність тут виникає якраз не в самому УМЗЧ, а пристрої, що підвищувало б напругу до потрібного рівня, передаючи хороший струм у навантаження. Цей перетворювач є найважчою частиною саморобного підсилювача. Однак при виконанні всіх рекомендацій ви зможете за даною схемою зібрати перевірений ПН, схема якого наведена нижче. Щоб збільшити – клац по ній.

Основа перетворювача - генератор імпульсів, побудований на спеціалізованій поширеній мікросхемі. Частота генерації задається номіналом резистора R3. Можна змінити її, домагаючись найкращої стабільності роботи та ККД. Розглянемо докладніше пристрій керуючої мікросхеми TL494.

Параметри мікросхеми TL494

Uпіт.мікросхеми (висновок 12) - Uпіт.min=9В; Uпіт.max = 40В
Допустима напруга на вході DA1, DA2 не більше Uпит/2
Допустимі параметри вихідних транзисторів Q1, Q2:
Uнас менше 1.3В;
Uке менше 40В;
Iк.max менше 250мА
Залишкова напруга колектор-еммітер вихідних транзисторів трохи більше 1.3В.
I споживаний мікросхемою - 10-12мА
Допустима потужність розсіювання:
0.8Вт при температурі окр.середовища +25С;
0.3Вт при температурі окр.середовища +70С.
Частота вбудованого опорного генератора трохи більше 100кГц.

• генератор пилкоподібної напруги DA6; частота визначається номіналами резистора та конденсатора, підключених до 5-го та 6-го висновків;
• джерело опорної стабілізованої напруги DA5 із зовнішнім виходом (висновок 14);
• підсилювач помилки за напругою DA3;
• підсилювач помилки сигналу обмеження струму DA4;
• два вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 з відкритими колекторами та емітерами;
• компаратор "мертвої зони" DA1;
• компаратор ШІМ DA2;
• динамічний двотактний D-тригер у режимі розподілу частоти на 2 - DD2;
• допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ);
• джерело постійної напруги із номіналом 0.1B DA7;
• джерело постійного струму із номіналом 0,7мА DA8.

Схема управління буде запускатися в тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-яку напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В. Цоколівка мікросхеми TL494 на зображенні нижче:

Розгойдують навантаження (силовий трансформатор) польові транзистори IRFZ44N. Дросель L1 намотаний на феритовому кільці діаметром 2 см із комп'ютерного блоку живлення. Він містить 10 витків здвоєним проводом діаметром 1 мм, які розподілені по всьому кільцю. Якщо у вас немає кільця, його можна намотати на феритовому стрижні діаметром 8 мм і завдовжки пару сантиметрів (не критично). Малюнок плати у Lay форматі - скачайте .

ПопереджаємоВід правильного виготовлення трансформатора сильно залежить працездатність блоку перетворювача. Він мотається на феритовому кільці марки 2000НМ розмірами 40*25*11 мм. Спочатку потрібно напилком закруглити всі грані, обмотати його полотняною ізолентою. Первинна обмотка намотана джгутом, який складається з 5 жил товщиною 0,7мм і містить 2*6 витків, тобто 12. 5 жил. На висновках жили скручуються. Потім на вільній від дротів частини кільця починаємо мотати другу половину первинної обмотки таким же чином. Отримуємо дві рівноцінні обмотки. Після цього обмотуємо кільце ізолентою і мотаємо вторинну обмотку проводом 1,5 мм 2*18 витків так само, як і первинку. Щоб при першому пуску нічого не згоріло, треба включати через резистори Ом на 100 у кожному плечі, а первинку трансформатора через лампу на 40-60 Ватт і все буде гуд навіть за випадкових помилок. Невеликий додаток: у схемі блоку фільтрів є невеликий дефект, деталі с19 r22 слід поміняти місцями, так як при обертанні фази на осцилографі з'являється згасання амплітуди сигналу. Загалом цей перетворювач напруги, що підвищує, можна сміливо рекомендувати для повторення, так як успішно зібраний він був уже багатьма радіоаматорами.

ПРИНЦИП РОБОТИ TL494
НА ПРИКЛАДІ АВТОМОБІЛЬНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ НАПРУГИ

TL494 насправді вже легендарна мікросхема для імпульсних блоків живлення. Деякі можуть звичайно заперечити, що мовляв зараз вже є новіші, більш просунуті ШІМ контролери і який сенс возиться з цим старінням. Особисто я на це можу сказати лише одне – Лев Толстой писав узагалі від руки і як писав! А ось наявність на Вашому комп'ютері дві тисячі тринадцятого Ворда ні кого не спонукала на написання хоча б нормальної розповіді. Ну та гаразд, кому цікаво дивимося далі, кому ні – всього найкращого!
Відразу хочу обмовитися – йтиметься про TL494 виробництва Техас Інструментс. Справа в тому, що даний контролер має величезну кількість аналогів, що виробляються різними заводами і хоча структурна схема у них ДУЖЕ схожа, але це все одно не зовсім однакові мікросхеми - навіть підсилювачі помилки на різних мікросхемах мають різну коф посилення при одній і тій же пасивній обв'язці . Так що після заміни ОБОВ'ЯЗКОВО перевірте ще раз параметри ремонтованого блоку живлення - на ці граблі я особисто наступав.
Ну, це була приказка, а ось і казка починається. Перед Вами структурна схема TL494 саме від Техас Інструментс. Якщо придивитися, то не так вже й багато в ній і начинки, але саме таке поєднання функціональних вузлів дозволило цьому контролеру завоювати величезну популярність при копійчної вартості.

Мікросхеми випускаються як у звичайних ДІПівських корпусах, так і в планарних для поверхневого монтажу. Цоколівка в обох випадках аналогічна. Особисто я через свою підсліпувату волію працювати по-старому - звичайні резистори, ДІПівські корпуси і так далі.

На сьомий та дванадцятий висновки у нас подається напруга живлення, на сьомий МІНУС, ну чи ЗАГАЛЬНИЙ, на дванадцятий ПЛЮС. Діапазон напржень, що живлять, досить великий - від п'яти до сорока вольт. Для наочності мікросхема обв'язана пасивними елементами, які задають режими її роботи. Ну а що для чого буде зрозуміло в міру запуску мікросхеми. Так, так саме запуску, оскільки мікросхема починає працювати не відразу під час подачі харчування. Ну про все по порядку.
Отже, при підключенні живлення розуміється на дванадцятому висновку TL494 напруга з'явиться не миттєво - знадобиться якийсь час на зарядку конденсаторів фільтра живлення, а потужність реального джерела живлення очевидно не нескінченна. Так, це процес досить швидкоплинний, але він все одно є - напруга живлення збільшується від нуля до номінального значення за якийсь проміжок часу. Припустимо, що номінальна напруга живлення у нас 15 вольт і ми її подали на плату контролера.
Напруга на виході стабілізатора DA6 майже дорівнює напруги живлення всієї мікросхеми поки основне живлення не досягне напруги стабілізації. Поки воно нижче 3,5 вольт на виході компаратора DA7 буде присутній рівень логічної одиниці, оскільки компаратор стежить за величиною внутрішньої опорної напруги живлення. Ця логічна одиниця подається на логічний елемент АБО DD1. Принцип роботи логічного елемента АБО у тому, що хоча б одному з його входів присутня логічна одиниця на виході буде одиниця, тобто. якщо одиниця першому вході АБО на другому, АБО на третьому АБО на четвертому, то на виході DD1 буде одиниця і що буде на інших входах значення не має. Таким чином, якщо напруга живлення нижче 3,5 вольт DA7 блокує проходження сигналу тактового сигналу далі і на виходах мікросхеми нічого не відбувається - імпульсів, що управляють, немає.

Однак як тільки напруга живлення перевищує 3,5 вольт напруга на вході, що інвертує, стає більше, ніж на не інвертує і компаратор змінює свою вихідну напругу на логічний нуль, тим самим знімаючи перший ступінь блокування.
Другий ступінь блокування контролюється компаратором DA5, який стежить за величиною напруги живлення, а саме на його величиною 5 вольт, оскільки внутрішній стабілізатор DA6 не може видати напругу більше ніж на його вході. Як тільки напруга живлення перевищить 5 вольт воно стане більше на вході, що інвертує DA5, оскільки на не інвертує вході воно обмежене напругою стабілізації стабілітрона VDвн5. Напруга на виході компаратора DA5 дорівнюватиме логічному нулю і потрапляючи на вхід DD1 знімається другий ступінь блокування.
Внутрішня опорна напруга 5 вольт використовується і всередині мікросхеми і виводиться за її межі через висновок 14. Внутрішнє використання гарантує стабільну роботу внутрішніх компараторів DA3 і DA4, оскільки дані компаратори формують імпульси керуючі виходячи з величини пилкоподібної напруги, що формується генератором G1.
Тут найкраще по порядку. У мікросхемі є генератор пили, частота якої залежить від часу, що задають конденсатора С3 і резистора R13. Причому R13 не бере безпосередньої участі у формуванні пилки, а служить регулюючим елементом генератора струму, який і заряджає конденсатора С3. Таким чином зменшуючи номінал R13 збільшується струм зарядки, конденсатор заряджається швидше і відповідно збільшується тактова частота, а амплітуда пили, що формується, зберігається.

Далі пилка потрапляє на інвертуючий вхід компаратора DA3. На вході, що не інвертує, якого знаходиться опорна напруга величиною 0,12 вольта. Це якраз відповідає п'яти відсоткам від усієї тривалості імпульсу. Тобто незалежно від частоти на виході компаратора DA3 утворюється логічна одиниця рівно на п'ять відсотків від тривалості всього управляючого імпульсу, тим самим блокуючи елемент DD1 і забезпечуючи час паузи між перемиканнями транзисторів вихідного каскаду мікросхеми. Це не зовсім зручно – якщо частота в процесі експлуатації змінюється, то час паузи слід враховувати для максимальної частоти, адже час пауз буде мінімальним. Однак ця проблема вирішує досить легко, якщо величину опорної напруги 0,12 вольт збільшити відповідно збільшиться тривалість пауз. Це можна зробити зібравши дільник напруги на резисторах або використовувати діод з малим падінням напруги на переході.

Також пила з генератора потрапляє на компаратор DA4, який порівнює її величину з напругою, що формується підсилювачами помилки на DA1 і DA2. Якщо величина напруги з підсилювача помилки розташовується нижче амплітуди пилкоподібної напруги, то керуючі імпульси проходять без зміни на формувач, якщо ж на виходах підсилювачів помилки є якесь напруга і воно більше мінімального значення і менше максимальної напруги пилки, то при досягненні пилкоподібної напруги рівня напруги з підсилювача помилки компаратор DA4 формує рівень логічної одиниці та вимикає керуючий імпульс, що йде на DD1.

Після DD1 стоїть інвертор DD2, який формує фронти для працюючого по фронту D-тригера DD3. Тригер зі своєю чергою ділить тактовий сигнал на два і послідовно дозволяє роботу елементів І. Суть роботи елементів І у тому, що у виході елемента з'являється логічна одиниця лише тому випадку, коли його одному вході буде логічна одиниця І інших входах теж буде бути присутньою логічна одиниця. Другі висновки цих логічних елементів І з'єднані між собою та виведені на тринадцятий висновок, який може використовуватись для зовнішнього дозволу роботи мікросхеми.
Після DD4, DD5 стоїть пара елементів АБО-НЕ. Це вже знайомий елемент АБО, тільки вихідну напругу в нього інвертовано, тобто. НЕ відповідає істині. Інакше кажучи, якщо хоч одному з входів елемента буде присутня логічна одиниця, то його виході буде НЕ одиниця, тобто. нуль. А для того, щоб на виході елемента з'явилася логічна одиниця на обох його входах має бути логічний нуль.
Другі входи елементів DD6 і DD7 з'єднані та підключені безпосередньо на вихід DD1, що блокує елементи поки на виході DD1 є логічна одиниця.
З виходів DD6 і DD7 управляючі імпульси потрапляють на бази транзисторів вихідного каскаду ШІМ контролера. Причому сама мікросхема використовує тільки бази, а колектори та емітери виведені за межі мікросхеми і можуть використовуватися користувачем на свій розсуд. Наприклад, з'єднавши емітери із загальним проводом і підключивши до колекторів обмотки узгоджувального трансформатора, ми можемо безпосередньо мікросхемою керувати силовими транзисторами.
Якщо ж колектори транзисторів вихідного каскаду з'єднати з напругою живлення, а емітери навантажити резисторами, то отримуємо керуючі імпульси для безпосереднього управління затворами силових транзисторів, зрозуміло не дуже потужних - струм колектора транзисторів вихідного каскаду не повинен перевищувати 250 м.
Також ми можемо використовувати TL494 для керування однотактними перетворювачами, з'єднавши колектори та емітери транзисторів між собою. За цією схемотехнікою можна будувати і імпульсні стабілізатори - фіксований час пауз не дасть намагніті індуктивності, а можна використовувати і як багатоканальний стабілізатор.
Тепер кілька слів схемою включення та про обв'язування ШІМ контролера TL494. Для більшої наочності візьмемо кілька схем з інтернету і спробуємо розібратися в них.

СХЕМИ АВТОМОБІЛЬНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ НАПРУГИ
З ВИКОРИСТАННЯМ TL494

Спочатку розберемо автомобільні перетворювачі. Схеми взяті ЯК Є, тому я дозволю крім пояснень підкреслити деякі нюанси, які я зробив би інакше.
Отже, схема номер 1. Автомобільний перетворювач напруги, що має стабілізовану вихідну напругу, причому стабілізація здійснюється непрямим чином - контролюється не вихідна напруга перетворювача, а напруга додаткової обмотці. Зрозуміло, що вихідні напруги трансформатора взаємопов'язані, тому збільшення навантаження на одній з обмоток викликає провал напруга не тільки на ній, але і на всіх обмотках, які намотані на цьому самому сердечнику. Напруга на додатковій обмотці випрямляється діодним мостом, проходить атенюатор на резистори R20, згладжується конденсатором С5 і через резистор R21 потрапляє на першу ногу мікросхеми. Згадуємо структурну схему і бачимо, що перший висновок у нас є не вхід підсилювача помилки, що не інвертує. Другий висновок – інвертуючий вхід, через який з вихід підсилювача помилки (висновок 3) заведено негативний зворотний зв'язок через резистор R2. Зазвичай паралельно цьому резистори ставлять конденсатор на 10...47 нано фарад – це дещо сповільнює швидкість реакції підсилювача помилки, але в той же час значно збільшує стабільність його роботи і повністю виключає ефект перерегулювання.

Перерегулювання – надто сильна реакція контролера на зміну навантаження та ймовірність виникнення коливального процесу. До цього ефекту ми повернемося, коли повністю розберемося з усіма процесами в даній схемі, тому повертаємося до висновку 2, який подано зміщення з висновку 14, який є виходом внутрішнього стабілізатора на 5 вольт. Зроблено це для коректнішої роботи підсилювача помилки – у підсилювача однополярна напруга живлення і працювати з напругами близькими за значенням до нуля йому досить складно. Тому в таких випадках формується додаткова напруга, щоб загнати підсилювач у робочі режими.
До того ж стабілізована напруга 5 вольт використовується для формування «м'якого» старту – через конденсатор С1 воно подається на 4 виведення мікросхеми. Нагадую - від величини напруги на цьому висновку залежить час пауз між керуючими імпульсами. З цього не складно зробити висновок, що поки конденсатор С1 буде розряджений час пауз буде настільки великим, що перевищить тривалість самих імпульсів керування. Однак у міру зарядки конденсатора напруга на четвертому виведенні почне зменшуватися зменшуючи час пауз. Тривалість управляючих імпульсів почне збільшуватися доки досягне свого значення 5 %. Дане схемотехнічне рішення дозволяє обмежити струм через силові транзистори на час заряду конденсаторів вторинного живлення і виключає перевантаження силового каскаду, оскільки значення вихідної напруги, що діє, збільшується поступово.
Восьмий і одинадцятий виводи мікросхеми підключені до напруги живлення, отже вихідний каскад працює як емітерний повторювач, а так воно і є - дев'ятий і десятий висновки через струмообмежуючі резистори R6 і R7 підключені до резистори R8 і R9, а також до баз VT1 . Таким чином вихідний каскад контролера посилено - відкриття силових транзисторів здійснюється через резистори R6 і R7, послідовно яким підключені діоди VD2 і VD3, а от закриття, на яке потрібно набагато більше енергії, відбувається за допомогою VT1 і VT2, включених як емітерні повторювачі, але що забезпечують великі струми саме при формуванні на затворах нульової напруги.
Далі у нас по 4 силові транзистори в плечі, включені паралельно, для отримання більшого струму. Відверто кажучи, викликає певне збентеження використання саме цих транзисторів. Найімовірніше у автора даної схеми вони були в наявності і він вирішив їх прилаштувати. Справа в тому, що у IRF540 максимальний струм дорівнює 23 амперам, енергія, запасена в затворах дорівнює 65 нано Кулон, а найбільш популярні транзистори IRFZ44 мають максимальний струм в 49 ампер, при цьому енергія затвора становить 63 нано Кулона. Тобто використовуючи дві пари IRFZ44 ми отримуємо невеликий приріст максимального струму та дворазове зниження навантаження на вихідний каскад мікросхеми, що лише збільшує надійність даної конструкції з точки зору параметрів. Та й формулу «Менше деталей – більше надійність» ніхто не скасовував.

Вочевидь, що силові транзистори мають бути з однієї партії, оскільки у разі розкид параметрів між включеними в паралель транзисторами знижується. В ідеалі звичайно краще підібрати транзистори за коефіцієнтом посилення, але така можливість трапляється не завжди, а ось придбати транзистори однієї партії має вийде в будь-якому випадку.

Паралельно силовим транзисторам стоять послідовно з'єднані резистори R18, R22 та конденсатори C3, C12. Це снабери, покликані придушувати імпульси самоіндукції, які неминуче виникають при подачі на індуктивне навантаження прямокутних імпульсів. Крім цього, справа посилюється широтно-імпульсною модуляцією. Тут варто зупинитися докладніше.
Поки силовий транзистор відкритий через обмотку протікає струм, причому струм постійно збільшується і викликає зростання магнітного поля, енергія якого передається у вторинну обмотку. Але як тільки транзистор закривається струм через обмотку перетікати перестає і магнітне поле починає згортатися викликаючи появу напруга зворотної полярності. Складаючись з напругою, що вже є, з'являється короткий імпульс, амплітуда якого може перевищувати прикладене спочатку напруга. Це викликає викид струму викликає повторну зміну полярності напруги, що наводиться самоіндукцією, і тепер самоіндукція скорочує величину наявної напруги і як тільки струм стане менше знову відбувається зміна полярності імпульсу самоіндукції. Цей процес носить загасаючий характер, проте величини струмів та напруг самоіндукції прямопропорційні габаритній потужності силового трансформатора.

В результаті цих гойдалок в момент закриття силового ключа на обмотці трансформатора спостерігаються ударні процеси і для їх придушення якраз і використовуються снабери - опір резистора і ємність конденсатора підбираються таким чином, щоб на зарядку конденсатора потрібно стільки часу, скільки потрібно на зміну полярності імпульсу трансформатор.
Навіщо треба боротися із цими імпульсами? Все дуже просто – у сучасних силових транзисторах встановлені діоди, причому напруга падіння у них значно більша за опір відкритого левика і саме діодам доводиться не солодко, коли вони через себе починаю гасити на шини живлення викиди самоіндукції і в основному корпуси силових транзисторів гріються не тому, що гріються кристали переходів саме транзисторів, це гріються внутрішні діоди. Якщо ж прибрати діоди, то зворотна напруга буквально при першому імпульсі уб'є силовий транзистор.
Якщо перетворювач не оснащений ШІМ стабілізацією, то час самоіндукційної болтанки порівняно невеликий - незабаром відкривається силовий транзистор другого плеча і самоіндукція душиться малим опором відкритого транзистора.

Однак якщо перетворювач має ШІМ контроль вихідної напруги, то паузи між відкриттям силових транзисторів стають досить довгими і природно час самоіндукційної болтанки значно збільшується, збільшуючи нагрівання діодів усередині транзисторів. Саме з цієї причини при створенні стабілізованих джерел живлення не рекомендують закладати запас вихідної напруги більше 25% - час пауз стає занадто довгим і це викликає необґрунтоване підвищення температури каскаду навіть за наявності снаберів.
З цієї ж причини переважна більшість заводських автомобільних підсилювачів потужності не мають стабілізації навіть якщо як контролер використовується TL494 – економлять на площі тепловідводів перетворювача напруги.
Ну тепер, коли основні вузли розглянуті розберемося як працює ШІМ стабілізація. У нас на виході заявлено двополярну напругу ±60 вольт. Зі сказаного раніше стає зрозуміло, що вторинна обмотка трансформатора повинна бути розрахована на видачу 60 вольт плюс 25% відсотків, тобто. 60 плюс 15 і 75 вольта. Однак для отримання чинного значення 60 вольт тривалість однієї напівхвилі, точніше одного періоду перетворення повинен бути коротшим на 25% від номінального значення. Не забуваємо, що в будь-якому випадку втрутиться ще час пауз між перемиканнями, отже пауз, що вносяться формувачем, 5% відсічуться автоматично і наш керуючий імпульс потрібно зменшити на решту 20%.
Ця пауза між періодами перетворення компенсуватиметься за рахунок накопиченої в дроселі фільтра вторинного живлення магнітної енергії та накопиченого заряду в конденсаторах. Правда ставити перед дроселем електроліти я б не став, втім як і будь-які інші конденсатори - кондери краще ставити після дроселя і крім електролітів звичайно ж встановити плівкові - вони краще пригнічують імпульсні кидки і перешкоди.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється в такий спосіб. Поки навантаження немає або дуже мала енергія з конденсаторів С8-С11 майже не витрачається і для її відновлення потрібно небагато енергії і амплітуда вихідної напруги з вторинної обмотки буде досить великою. Відповідно, і амплітуда вихідної напруги з додаткової обмотки буде великою. Це викликає збільшення напруги на першому виведенні контролера, що в свою чергу спричинить збільшення вихідної напруги підсилювача помилки і тривалість керуючих імпульсів скоротиться до такої величини, при якій настане баланс між споживаною потужністю і силовий трансформатор, що віддається.
Як тільки споживання починає збільшуватися відбувається зниження напруги додаткової обмотці і природно зменшується напруга на виході підсилювача помилки. Це викликає збільшення тривалості керуючих імпульсів і збільшення енергії, що віддається в трансформатор. Тривалість імпульсу збільшується до тих пір, поки знову не настане баланс енергій, що споживається і віддається. Якщо ж навантаження зменшується, то знову відбувається розбалансування і контролер змушений буде скоротити тривалість керуючих імпульсів.

У разі неправильно вибраних номіналів зворотного зв'язку може виникнути ефект перерегулювання. Це стосується не тільки TL494, а також всіх стабілізаторів напруги. У випадку з TL494 ефект перерегулювання зазвичай виникає у випадках відсутності ланцюжків, що уповільнюють реакцію зворотного зв'язку. Зрозуміло, що уповільнювати реакцію надто не слід – може постраждати коефіцієнт стабілізації, однак і надто швидка реакція йде не на користь. А проявляється це так. Допустимо у нас збільшилося навантаження, напруга починає провалюватися, ШІМ контролер намагається відновити баланс, але робить це занадто швидко і збільшує тривалість імпульсів керуючих не пропорційно, а набагато сильніше. У цьому випадку значення напруги, що діє, різко збільшується. Зрозуміло, тепер контролер бачить, що напруга вище напруги стабілізації і різко скорочує тривалість імпульсів, намагаючись збалансувати вихідну напругу і опорну. Однак тривалість імпульсів стала коротшою, ніж має бути і вихідна напруга стає набагато меншою від необхідного. Контролер знову збільшує тривалість імпульсів, але знову перестарався - напруга вийшла більше необхідного і йому нічого не залишається робити, як знижувати тривалість імпульсів.
Таким чином на виході перетворювача формується не стабілізована напруга, а коливається на 20-40% від встановленого, причому як у бік перевищення, так і в бік заниження. Зрозуміло, що таке харчування навряд чи сподобається споживачам, тому після збирання будь-якого перетворювача слід його перевірити на швидкість реакції на шунтах, щоб не розлучитися з щойно зібраним виробом.
Судячи з запобіжника перетворювач досить потужний, проте в такому випадку ємностей С7 і С8 явно обмаль, їх слід додати хоча б ще три штуки кожного. Діод VD1 служить для захисту від переполюсування і якщо таке станеться, то він навряд чи залишиться живим - перепалити запобіжник на 30-40 ампер не так просто.
Та й під завісу залишається додати те, що цей перетворювач не забезпечений системою стенбая, тобто. при підключенні до напруги живлення він відразу запускається і зупинити його можна лише відключивши живлення. Це не дуже зручно – буде потрібний досить потужний перемикач.

Автомобільний перетворювач напруги номер 2так само має стабілізовану вихідну напругу, про що свідчить наявність оптрона, світлодіод якого підключений до вихідної напруги. Причому підключений через TL431, що значно збільшує точність підтримки вихідної напруги. Фототранзистор оптрона підключений також до стабілізованої напруги другий мікрох TL431. Суть даного стабілізатора особисто від мене вислизнула - у мікросхемі є стабілізовані п'ять вольт і ставити додатковий стабілізатор як би сенсу не має. Еміттер фототранзистора йде на не інвертуючий вхід підсилювача помилки (висновок 1). Підсилювач помилки охоплений негативним зворотним зв'язком, причому для уповільнення реакції введені резистор R10 конденсатор С2.

Другий підсилювач помилки використовується для примусової зупинки перетворювача в не штанной ситуації - за наявності на шістнадцятому виведенні напруги більшої за величиною, ніж формує дільник R13 і R16, а це приблизно два з половиною вольта контролер почне скорочувати тривалість імпульсів керування аж до їх повного зникнення.
М'який старт організований так само, як і в попередній схемі - через формування часу пауз, правда ємність конденсатора С3 трохи замала - я б туди поставив на 4,7 ... 10 мкф.
Вихідний каскад мікросхеми працює в режимі емітерного повторювача, для посилення струму використовується повноцінний додатковий емітерний повторювач на транзисторах VT1-VT4, який у свою чергу навантажений на затвори силових полевиків, правда номінали R22-R25 я знизив би до 2. Далі снабери і силовий трансформатор, після якого діодний міст і фільтр, що згладжує. Фільтр у цій схемі виконаний коректніше – він на одному сердечнику і містить однакову кількість витків. Таке включення забезпечує максимально можливу фільтрацію, оскільки зустрічні магнітні поля компенсують одне одного.
Режим стенбай організований на транзисторі VT9 та реле К1, контакти якого подають живлення лише на контролер. Силова частина підключена до напруги живлення постійно і поки з контролера з'являться керуючі імпульси транзистори VT5-VT8 будуть закритими.
Про те, що на контролер подано напругу живлення, свідчить світлодіод HL1.

Наступна схема… Наступна схема це… Це третій варіант автомобільного перетворювача напруги, Але давайте по порядку ...

Почнемо з основних відмінностей від традиційних варіантів, а саме використання автомобільного перетворювача напівмостового драйвера. Ну з цим ще можна якось змиритися - всередині мікросхеми знаходяться 4 транзистори з гарною швидкістю відкриття-закриття, та ще й двоамперних. Зробивши відповідне підключення її можна загнати в режим роботи Пуш-пулла, проте мікросхема не виробляє інверсію вихідного сигналу, а на її входи керуючі імпульси подаються з колекторів контролера, отже як тільки контролер видасть паузу між керуючими імпульсами на колекторах вихідного каска одиниці, тобто. близькі до напруги живлення. Пройшовши Ірку, імпульси будуть подані на затвори силових транзситорів, які будуть благополучно відкриті. Обидва… Одночасно. Я звичайно розумію, що ушатати транзистори FB180SA10 з першого разу може і не вийде - все-таки 180 ампер доведеться розвинути, а при таких струмах зазвичай вже доріжки починають відгоряти, але все ж таки це якось занадто жорстко. Та й вартість цих транзисторів більше тисячі за один.
Наступним загадковим моментом є використання трансформатора струму, включеного в шину первинного живлення, якою протікає постійний струм. Зрозуміло, що в цьому трансформаторі буде все-таки щось наводиться за рахунок зміни струму в момент перемикання, але все ж таки це якось не зовсім правильно. Не, захист від навантаження працюватиме, але наскільки коректно? Адже і вихід трансформатора струму теж спроектований, м'яко кажучи аж надто оригінально - при збільшенні струму на 15 виводі, який є інвертуючим входом підсилювача помилки, буде зменшуватися напруга, яку формує резистор R18 спільно з дільником на R20. Вочевидь, що зменшення напруги цьому виході викличе збільшення напруги з підсилювача помилки, що у свою чергу вкоротить управляючі імпульси. Однак R18 підключений безпосередньо до шини первинного живлення і весь бардак, що відбувається на цій шині, буде безпосередньо позначатися на роботі захисту від перевантаження.
Регулювання стабілізації вихідної напруги виконано… Ну в принципі так само, як і робота силової частини… Після запуску перетворювача, як тільки вихідна напруга досягає значення, при якому починає світиться світлодіод оптрона U1.2, транзистор оптрона U1.1 відкривається. Його відкриття викликає зменшення створеного дільником на R10 та R11 напруги. Це в свою чергу викликає зниження вихідної напруги підсилювача помилки, оскільки ця напруга підключена до входу підсилювача, що не інвертує. Ну а раз на виході підсилювача помилки напруга знижується, то контролер починає збільшувати тривалість імпульсів, тим самим збільшуючи яскравість свічення світлодіода оптрона, який ще сильніше відкриває фототранзистор і ще сильніше збільшує тривалість імпульсів. Це відбувається доти, доки напруга на виході не досягне максимально можливої ​​величини.
Загалом схема настільки оригінальна, що віддати її на повторення можна лише ворогові і за цей гріх Вам забезпечені вічні муки в Пеклі. Я не знаю хто винен... Особисто у мене склалося враження, що це чиясь курсова робота, а може й дипломна, але в це вірити не хочеться, адже якщо вона була опублікована, то була захищена, а це говорить про те, що кваліфікація викладацького складу набагато в гіршому стані, ніж я думав.

Четвертий варіант автомобільного перетворювача напруги.
Не скажу, що ідеальний варіант, проте свого часу до розробки схеми приклав руку. Тут одразу невелика порція заспокійливого – п'ятнадцять і шістнадцять висновків з'єднані разом і підключені на загальний провід, хоча за логікою було б п'ятнадцятий висновок з'єднати з чотирнадцятим. Проте заземлення входів другого підсилювача помилки на працездатності не позначилося. Тому куди підключати п'ятнадцятий висновок вже залишу на Ваш розсуд.

Вихід внутрішнього стабілізатора на п'ять вольт у цій схемі використовується дуже інтенсивно. З п'яти вольт формується опорна напруга, з якою порівнюватиметься вихідна напруга. Робиться це за допомогою резисторів R8 та R2. Для зменшення пульсацій опорної напруги паралельно R2 підключений конденсатор С1. Оскільки резистори R8 і R2 однакові, то величина опорної напруги становить два з половиною вольти.
Так само п'ять вольт використовуються для м'якого старту – конденсатор С6 у момент включення короткостроково формує п'ять вольт на четвертому виведенні контролера, тобто. поки він заряджається час примусових пауз між керуючими імпульсами змінюватиметься від максимального до номінального значення.
Ці ж п'ять вольт підключені до колектора фототранзистора оптрона DA, а його емітер, через невеликий дільник на R5 і R4 підключений до входу першого підсилювача помилки, що не інвертує, - висновок 1. На висновок 2 заведено негативний зворотний зв'язок з виходу підсилювача помилки. Зворотний зв'язок має конденсатор С2, що уповільнює реакцію контролера, ємність якого може розташовуватися в межах від десяти нано фарад до шістдесяти восьми нано фарад.
Вихідний каскад контролера працює в режимі повторювача, а посилення струму проводиться транзисторним драйверним каскадом на VT3-VT6. Очевидно, що потужності драйверного каскаду вистачить на управління не одне парою силових транзисторів, що на це і робилася ставка - спочатку плата з контролером виконувалася окремо від силової частини, але в результаті це виявилося не дуже комфортно. Тому друковані провідники були перенесені на основну плату, а трансформаторів, і силових транзисторів вже варіювалося шляхом подовження плати.
Силовий трансформатор до транзисторів підключено через трансформатор струму, який відповідає за працездатність захисту від навантаження. Снабери в цьому варіанті не ставилися - використовувалися серйозні радіатори.
Як тільки на клемі УПР з'являється напруга, що дозволяє роботу перетворювача відкривається транзистор VT2, який у свою чергу заганяє насичення VT1. На емітері VT1 знаходиться напруга з інтегрального стабілізатора на 15, який безперешкодно пропускає напругу живлення, що подається з діода VD5, адже воно менше напруги стабілізації. На цей діод через резистор R28 подається основна напруга живлення дванадцять вольт. Відкрившись VT1, подає живлення на контролер і транзистори драйвера і відбувається запуск перетворювача. Як тільки на силовому трансформаторі з'являються імпульси, напруга на його обмотка досягає подвоєного значення основного живлення і воно, проходячи діоди VD4 і VD6, подається на вхід стабілізатора на 15 вольт. Таким чином, після запуску перетворювача живлення контролера здійснюється вже стабілізованим харчуванням. Дане схемотехнічне рішення дозволяє зберігати стійку роботу перетворювача навіть за живлення шість – сім вольт.
Стабілізація вихідної напруги здійснюється методом контролю свічення світлодіода оптрона DA, світлодіод якого підключений до нього через дільник резистивний. Причому контролюється лише одне плече вихідної напруги. Стабілізація другого плеча здійснюється через магнітний зв'язок, який виникає в осерді індуктивності L2 і L3, оскільки даний фільтр виконаний на одному осерді. Як тільки збільшується навантаження на позитивному плечі вихідної напруги сердечник починає намагнічуватися і в результаті негативної напруги з діодного мосту важче потрапляти на вихід перетворювача, негативна напруга починає провалюватися, а на це реагує світлодіод оптрона, змушуючи контролер збільшити тривалість керуючих імпульсів. Тобто дросель крім фільтруючих функцій виконувати роль дроселя групової стабілізації і працює так само, як він це робить в комп'ютерних блоках живлення, стабілізуючи відразу кілька вихідних напруг.
Захист від перевантаження дещо грубуватий, проте цілком працездатний. Поріг захисту регулюється резистором R26. Як тільки струм через силові транзистори досягає критичного значення, напруга з трансформатора струму відкриває тиристор VS1, а він шунтує на землю керуючу напругу з клеми УПР, тим самим знімаючи напругу живлення з контролера. Крім цього через резистор R19 відбувається прискорена розрядка конденсатора С7, ємність якого краще знизити до 100 мкФ.
Для скидання спрацьованого захисту необхідно зняти, а потім знову подати напругу на клему УПР.
Ще однією особливістю даного перетворювача є використання конденсаторно-резистивного формувача напруги у затворах силових транзисторів. Встановлюючи ці ланцюжки вдалося досягти на затворах негативної напруги, що покликане прискорити закриття силових транзисторів. Однак цей спосіб закриття транзисторів не спричинив ні зростання ККД, ні зниження температури, навіть з використанням снаберів і від неї відмовилися менше деталей більш надійність.

Ну і останній, п'ятий автомобільний перетворювач. Ця схема є логічним продовженням попередньої, але оснащена додатковими функціями, що покращують її споживчі властивості. Керуюча напруга REM подається через термозапобіжник KSD301, що відновлюється, на 85 градусів, який встановлений на радіатор перетворювача. В ідеалі радіатор має бути один і на підсилювач потужності та на перетворювач напруги.

Якщо контакти термозапобіжника замкнуті, тобто. температура менше вісімдесяти п'яти градусів, то керуюча напруга з клеми REM відкриває транзистор VT14, той у свою чергу відкриває VT13 і на вхід п'ятнадцяти вольт КРЕНКИ потрапляє дванадцять вольт від основного джерела живлення. Оскільки вхідна напруга нижче напруги стабілізації КРЕНКИ на її виході вона з'явиться майже без змін - лише падіння на транзисторі, що регулює, внесе невелике падіння. З КРЕНКИ живлення подається на сам контролер та транзистори драйверного каскаду VT4-VT7. Як тільки внутрішній п'ять вольтовий стабілізатор видасть напругу почне заряджатися конденсатор С6 зменшуючи тривалість пауз між керуючими імпульсами. Управляючі імпульси почнуть відкривати силові транзистори на вторинних обмотках трансформатора з'являться і почнуть збільшувати вторинну напругу, що діє. З першої вторинної обмотки напруга величиною 24 вольта через випрямляч із середньою точкою потрапить на плюсовий виведення конденсатора С18 і оскільки його напруга більша, ніж основна дванадцятивольтова діод VD13 закриється і тепер контролер буде харчуватися від власне вторинної обмотки. Крім цього двадцять чотири вольти більше, ніж п'ятнадцять, отже в роботу включиться п'ятнадцяти вольтовий стабілізатор і тепер контролер живиться стабілізованою напругою.
У міру зростання керуючих імпульсів діюче значення напруги буде збільшуватися і на другій вторинній обмотці і як тільки воно досягне значення при якому почне світитися світлодіод оптрона DA фототранзистор почне відкриватися і система почне набувати стійкого стану - тривалість імпульсів перестане збільшуватися, оскільки емітер виведення підсилювача помилки контролера. При збільшенні навантаження вихідна напруга почне просідати, звичайно яскравість світлодіода почне зменшуватися, зменшиться і напруга на першому виведенні контролера і контролер збільшить тривалість імпульсу рівно на стільки, щоб знову відновити яскравість світлодіоду.
Контроль вихідної напруги здійснюється за негативним плечем, а реакція на зміни споживання в позитивному плечі здійснюється за рахунок дроселя групової стабілізації L1. Для прискорення реакції контрольованого напруження негативне плече додатково навантажено резистором R38. Тут відразу слід обмовитися - не потрібно на вторинне харчування навішувати занадто великі елеткроліти - на великих частотах перетворення від них небагато штибу, а ось на загальний коефіцієнт стабілізації вони можуть вплинути - щоб напруга в позитивному плечі почала збільшуватися у разі збільшення навантаження напруга в негативному плечі повинно також зменшитися. Якщо ж у негативному плечі споживання не велике, а ємність конденсатора досить велика С24, то він буде розряджатися досить довго і контролі попротсу не встигне відстежити, що на позитивному плечі напруга провалилася.
Саме з цієї причини рекомендується на самій платі перетворювача ставити не більше 1000 мкф в плече і по 220 ... 470 мкф на платах підсилювача потужності і не більше.
Не хватку ж потужності на піках звукового сигналу доведеться компенсувати габаритною потужністю трансформатора.
Захист від перевантаження виконаний на трансформаторі струму, напруга з якого випрямляється діодами VD5 і VD6 і потрапляє на регулятор чутливості R26. Далі, проходячи діод VD4, який є деяким обмежувачем амплітуди, напруга потрапляє на базу транзистора VT8. Колектор цього транзистора підключений до входу тригера Шмідта, зібраного на VT2-VT3 і як тільки транзистор VT8 відкриється, він закриє VT3. Напруга на колекторі VT3 збільшиться і відкриється VT2, відкриваючи VT1.
І тригер та VT1 запитані від п'яти вольтового стабілізатора контролера і при відкритті VT1 п'ять вольт потрапляє на шістнадцятий висновок контролера, різко скорочуючи тривалість імпульсів керування. Також п'ять вольт через діод VD3 потрапляє на висновок чотири, збільшуючи час примусових пауз до максимально можливого значення, тобто. керуючі імпульси скорочуються відразу двома способами - через підсилювач помилки, який не має негативного зворотного зв'язку і працює як компаратор скорочуючи тривалість імпульсів практично миттєво, і через формувач тривалості пауз, який тепер через розряджений конденсатор почне збільшувати тривалість імпульсів поступово і якщо навантаження, як і раніше, занадто велика знову спрацює захист, як тільки відкриється VT8. Однак у тригера на VT2-VT3 є ще одне завдання - він стежить за величиною основної первинної напруги 12 вольт і як тільки воно стане менше 9-10 вольт подається на базу VT3 через резистори R21 і R22 зміщення буде недостатньо і VT3 закриється, відкриваючи VT2 та VT1. Контролер зупиниться та вторинне харчування пропаде.
Даний модуль залишає шанс на заводку автомобіля, якщо раптом його власник вирішить послухати музику на незаведеній машині, а так само оберігає підсилювач потужності від різких провалів напруги в момент запуску стартера автомобіля - перетворювач просто чекає на момент критичного споживання оберігаючи і підсилювач потужності і власні силові ключі .
Креслення друкованої плати даного перетворювача, причому там два варіанти - один і два трансформаторні.
Навіщо два трансформатори?
Для більшої потужності. Справа в тому, що габаритна потужність трансформатора в автомобільних перетворювачах обмежена напругою живлення дванадцять вольт, яка потребує певної кількості витків на трансформаторі. На кільці має бути не менше чотирьох витків у первинній напівобмотці, для ш-подібного фериту кількість витків можна знизити до трьох.

Це обмеження пов'язано насамперед із тим, що з меншій кількості витків магнітне полі стає не однорідним і виникають занадто великі втрати. Звідси так само випливає не можливість відвести частоту перетворення на більш високі частоти - доведеться скорочувати кількість витків, а це не допустимо.
Ось і виходить, що габаритна потужність обмежена кількістю витків первинної обмотки і не більшим частотним діапазоном перетворення - нижче 20 кГц спускатися не можна - перешкоди від перетворювача не повинні перебувати в звуковому діапазоні, оскільки вони докладуть усіх зусиль, щоб їх стало чутно в динаміках.
Вище 40 кГц теж не піднімешся – кількість витків первинної обмотки стає надто маленькою.
Якщо ж хочеться отримати більші потужності, то залишається єдине рішення - збільшувати кількість трансформаторів і два це далеко не максимум від можливого.
Але тут постає рубом інше питання – як слідкувати за всіма трансформаторами? Містити занадто серйозний дросель групової стабілізації або вводити кількість оптронів не хочеться. Тому єдиним способом контролю залишається послідовне з'єднання вторинних обмоток. У цьому випадку виключається і перекоси у споживанні та контролювати вихідну напругу значно легше, проте до складання та фазування трансформаторів доведеться приділити максимальну увагу.
Тепер трохи про відмінності принципової схеми та плати. Справа в тому, що на цій принципіалці позначені лише основні моменти схеми, на друкованій елементи розставлені відповідно до реальності. Наприклад на принципиалке немає плівкових конденсаторів по живленню, але в платі є. Зрозуміло посадкові отвори під них зроблені згідно з розмірами тих конденсаторів, які були на момент розробки. Вочевидь, що у разі відсутності ємності на 2,2 мкФ можна використовувати 1 мкФ, але з нижче 0,47 мкФ.
За харчуванням на схемі так само встановлені електроліти на 4700 мкФ, проте на платі замість них стоїть цілий набір кондерів на 2200 мкФ на 25 вольт, причому конденсатори повинні бути з малим ESR, це ті, які позиціонуються продавцями як «для материнських плат». Вони зазвичай марковані або сріблястою, або золотистою фарбою. Якщо буде можливість придбати на 3300 мкФ на 25 вольт, це буде навіть краще, але в наших краях такі трапляються досить рідко.
Декілька слів про нібито джампери – це такі перемички, які з'єднують доріжки самі з собою. Зроблено це не просто так – товщина міді на платі обмежена, а провідники струму, що протікають, досить великі і щоб компенсувати втрати в провіднику доріжку потрібно або буквально пролити припоєм, а це за нинішніх часів дорогувато, або продублювати струмопровідними провідниками, тим самим збільшивши сумарний перетин провідника . Дані джампера виконуються з мідного одножильного дроту перетином не менше двох з половиною квадратів, в ідеалі звичайно ж товстіших – квадрата чотири або шість.
Діодний міст вторинного харчування. На схемі вказані діоди у корпусі ТО-247, плата підготовлена ​​під використання діодів у корпусі ТО-220. Тип діодів безпосередньо залежить від планованого струму в навантаженні, і діоди краще вибирати більш швидкі - буде менше саморозігрів.
Тепер кілька слів про моточні деталі.
Найбільш підозрілим у схемі є трансформатор струму – товстючими проводами первинної обмотки здається буде важко намотати підлогу витка, та ще й у різні напрямки. Насправді це найпростіший компонент із моточних деталей. Для виготовлення трансформатора струму використовується телевізійний фільт живлення, якщо ІНШИЙ такий знайти не вдалося, то можна використовувати БУДЬ-ЯКИЙ ш-подібний феритовий сердечник, наприклад солгасуючий трансформатор від комп'ютерного блоку живлення. Серце прогрівається градусів до 110-120 на протязі десяти - двадцяти хвилин і потім розщеплюється. Обмотки видаляються, на каркасі мотається вторинна обмотка, що складається з 80-120 витків дротом 0,1 ... 0,2 мм, очевидно складеним вдвоє. Потім початок однієї обмотки з'єднується з кінцем другої, дроти фіксуються будь-яким зручним для Вас способом і каркас з обмоткою надівається на половинку сердечника. Потім в одне вікно прокладається один джгут силою первинної обмотки, втричі - другий і одягається друга половинка осердя. От і все! Дві обмотки по підлогу витка в первинці та 100 витків у вторинному віці. Чому кількість витків не вказана точно? Число витків має бути таким, щоб на резисторі R27 при максимальних струмах вийшло три-п'ять вольт. Але ж я не знаю який струм Ви вважаєте максимальним, які транзистори буде використовувати. А величину напруги на R27 завжди можна підкоригувати підбором номіналу цього резистора. Головне, щоб трансформатор струму був перевантажений по вторинній обмотці, а для цього потрібно не менше 60-70 витків у вторинному - у цьому випадку буде мінімальне нагрівання сердечника.

Дросель L2 виконувався на сердечнику силового трансформатора імпульсного блоку живлення телевізорів відповідного розміру. В принципі його можна намотати і на сердечнику від трансформатора від комп'ютерного блоку живлення, але доведеться організувати не магнітний проміжок 0,5...0,7 мм. Для його створення достатньо кинути всередину каркаса з вставленою половинкою осердя НЕ ЗАМКНЕ Кільце з обмотувального дроту відповідного діаметра.
Намотування дроселя проводиться до заповнення, а ось яким дротом доведеться розрахувати. Особисто я волію працювати або зі джгутами, або зі стрічкою. Стрічка звичайно ж компактніша, з її допомогою виходить дуже велика щільність намотування але на її виготовлення йде багато часу, та й клей звичайно ж на дорозі не валяється. Виготовити джгут набагато легше – для цього достатньо з'ясувати зразкову довжину провідника, скласти провід у кілька разів, а потім за допомогою дриля звити його у джгут.
Якого і скільки дроту потрібно використати? Тут уже залежить від вимог, що висуваються до кінцевого виробу. В даному випадку йдеться про автомобільну техніку, яка за визначенням має дуже погані умови охолодження, отже саморозігрів потрібно звести до мінімуму, а для цього потрібно обчислити перетин провідника при якому він грітиметься не сильно, або взагалі не грітися. Останнє звичайно краще, але це викликає збільшення габаритів, а машина це не Ікарус, в якому безліч місця. Тому виходитимемо з мінімального нагріву. Зрозуміло, що можна, звичайно, поставити вентилятори, щоб вони в примусовину продували і підсилювач і перетворювач, та ось тільки пил від наших доріг дуже швидко вбиває вентилятори, тому краще танцювати від природного охолодження і візьмемо за основу напруженість у три ампери на квадратний міліметр перерізу провідника. Це досить популярна напруженість, яку рекомендують закладати до уваги при виготовленні традиційного трансформатора на ш-подібному залозі. Для імпульсних пристроїв рекомендують класти п'ять-шість ампер на квадратний міліметр, проте це має на увазі хорошу конвекцію повітря, а у нас корпус закритий, тому все-таки беремо три ампери.
Переконав що краще за три? А тепер даємо поправку на те, що навантаження то у підсилювача не постійне, адже чисту синусоїду, та ще наближену до кліпінгу ніхто не слухає, тому нагрівання відбуватиметься не постійно, оскільки діюче значення потужності підсилювача дорівнює приблизно 2/3 від максимальної. Отже напруженість можна збільшити на 30 відсотків без будь-яких ризиків, тобто. довести її до чотирьох амперів на квадратний міліметр.
Ще раз, для більшого розуміння цифр. Умови охолодження гидкі, провід від великих струмів починає грітися, якщо він сильно тонкий, а якщо він змотаний ще в котушку, то нагріває сам себе. Для вирішення проблеми закладаємо напруженість у два з половиною – три ампери на квадратний міліметр перерізу дроту якщо навантаження постійне, якщо живитимемо підсилювач потужності, то напруженість збільшуємо до чотирьох – чотирьох з половиною ампер на квадратний міліметр перерізу провідника.
Тепер запускаємо Ексель, сподіваюся у всіх є такий калькулятор, і у верхньому рядку пишемо по порядку: "Напруженість", потім "Діаметр дроту", далі "Кількість проводів", потім "Максимальний струм" і в останньому осередку "Потужність". Переходимо на початок наступного рядка і пишемо поки що цифру три, нехай поки буде три ампери на квадратний міліметр. У наступному осередку пишемо цифру один, нехай поки що буде провід діаметром один міліметр. У наступному осередку пишемо десять, це буде кількість дротів у джгуті.
А ось далі вже осередки у яких будуть формули. Для початку обчислюємо перетин. Для цього діаметр ділимо на 2 – нам потрібний радіус. Потім радіус множимо на радіус, про всяк випадок, щоб наш калькулятор не затупив беремо обчислення радіусів у дужки і все це множимо на число пі. Через війну отримуємо пи ер квадрат, тобто. площа кола, яка є перетином провідника. Потім, не виходячи з редагування осередку помножуємо результат, що вийшов, на наш діаметр проводу і множимо на кількість проводів. Натискаємо ЕНТЕР і бачимо цифру з купою знаків після коми. Така велика точність не потрібна, тому округляємо наш результат до одного знака після коми, причому у велику сторону, щоб був невеликий технологічний запас. Для цього заходимо в редагування осередку, виділяємо нашу формулу і натискаємо КОНТРЛ ІКС – вирізати, потім натискаємо кнопку ФОРМУЛА і в рядку МАТЕМАТИЧНІ ДІЇ вибираємо ОКРУГЛИТИ НАВЕРХ. З'являється діалогове вікно з питанням, що округлити і до скільки знаків. Ставимо курсор у верхнє віконце і КОНТРЛ ВЕ вставляємо вирізану раніше формулу, а нижньому вікні ставимо одиницю, тобто. округляємо до одного знака та натискаємо ОК. Тепер у комірці число з однією цифрою після коми.
Залишилося вставити формулу в останній осередок, ну тут все просто - закон Ома. Ми маємо максимальний струм, який можемо користувати, а бортова напруга нехай буде дванадцять вольт, хоча на заведеному авто воно близько тринадцяти з хвостиком, але це не враховується падіння в проводах. Перемножуємо струм, що вийшов, на 12 і отримуємо максимальну розрахункову потужність яка викличе не сильний нагрівання провідника, точніше джгута що складається з десяти проводів діаметром один міліметр.
На запитання «А я не маю такої кнопки, немає рядка редагування» я відповідати не буду вже знято і викладено більш подроний опис використання Excel у розрахунках блоків живлення:

Повертаємося до нашого виробу. З діаметрами проводів у джгуті та їх кількістю розібралися. Ці ж розрахунки можна використовувати і при з'ясуванні необхідного джгута в обмотках трансформатора, але напруженість можна збільшити до п'яти - шести ампер на квадратний міліметр - одна напівобмотка працює п'ятдесят відсотків часу, тому встигатиме охолоджуватися. Можна напруженість в обмотці збільшити і до семи - восьми ампер, але тут вже почне позначатися падіння напруги на активному опорі джгута, а в нас начебто є бажання отримати хороший ККД, тому краще не треба.
Якщо силових транзисторів кілька, необхідно відразу врахувати, що кількість проводів у джгуті має бути кратно кількості транзисторів – джгут доведеться ділити на кількість силовиків і дуже бажано рівномірний розподіл струмів, що протікають по обмотці.
Ну з розрахунками начебто розібралися, можна приступати до намотування. Якщо це вітчизняне кільце, його необхідно підготувати, а саме сточити гострі кути, щоб не пошкодити ізоляцію обмотувального дроту. Потім кільце ізолюється тонким ізолятором – використовувати для цього ізоленту не бажано. Вінілова потече від температури, а матер'яна має занадто велику товщину. В ідеалі – фторопластова стрічка, але її у продажу вже зустрінеш не часто. Термосктч - матеріал хороший, але мотати їм не дуже комфортно, хоча якщо приловчиться, то результат буде дуже хороший. У свій час використовував автомобільний антигравій – пензликом просто пофарбував, дав висохнути, ще раз пофарбував і так три шари. Механічні властивості не погані, а не велика пробивна напруга даної ізоляції не позначиться на роботі - у нашому випадку вся напруга невелика. Спочатку мотається вторинна обмотка, оскільки вона тонша і витків у ній більше. Потім мотається первинна обмотка. Обидві обмотки намотують одразу в двоє складеними джгутами – так дуже важко помилитися з кількістю витків, яка має бути однаковою. Джгути викликаються і з'єднуються в потрібній послідовності.

Якщо дзвонити ліньки, або мало часу, то до намотки джгути можна пофарбувати у різні кольори. Купується по парі перманентних маркера різних кольорів, вміст контейнерів для фарби буквально вимивається розчинником і потім цією фарбою покриваються джгути відразу після звивки. Фарба тримається не дуже міцно, але навіть обтершись із зовнішніх проводів джгута її все одно видно усередині джгута фарбу.
Закріпити моточні деталі на платі можна досить багатьма способами, а це потрібно зробити не тільки з моточними деталями – високі електроліти від постійної тряски теж можуть розлучитися зі своїми ногами. Тому все це приклеюється. Можна скористатися поліуритановим клеєм, можна автомобільним греметиком, а можна тим самим антигравієм. Принадність останнього полягає в тому, що при необхідності демонтувати його можна розквасити - покласти на нього рясно намочену розчинником 647 ганчірку, засунути це все в целофановий пакет і почекати годин п'ять - шість. Антигравій від пар розчинника розм'якшується і порівняно легко видаляється.
На цьому по автомобільним перетворювачам все переходимо до мережевих.
Тим же, у кого є не вгамовне бажання порозумнішати, мовляв наговорив, а ні чого не зібрав відповім одразу – я взагалі то ділюся своїм досвідом, а не хвалюся, що ось я мовляв зібрав перетворювач і він працює. Те, що майнуло в кадрі це або не вдалі варіанти, що не пройшли фінальних вимірів, або прототипи, що пішли на розбирання. Я не займаюся виготовленням на замовлення одиничних апаратів, а якщо й займаюся, то насамперед особисто це має бути цікаво або схемотехнічно, або матеріально, але тут доведеться сильно зацікавити.

СТАТТЯ ПІДГОТОВЛЕНА НА ОСНОВІ КНИГИ А.В.

КЕРУЮЧА МІКРОСХЕМА TL494

У сучасних ДБЖ для формування напруги керуючого перемикання потужних транзисторів перетворювача зазвичай використовуються спеціалізовані інтегральні мікросхеми (ІМС).
Ідеальна керуюча ІМС для забезпечення нормальної роботи ДБЖ у режимі ШІМ повинна задовольняти більшості з наведених нижче умов:
робоча напруга не вище 40В;
наявність високостабільного термостабілізованого джерела опорної напруги;
наявність генератора пилкоподібного напряже-
забезпечення можливості синхронізації зовнішнім сигналом програмованого плавного запуску;
наявність підсилювача сигналу неузгодженості з високою синфазною напругою;
наявність ШІМ-компаратора;
наявність імпульсного керованого тригера;
наявність двоканального передконечного каскаду із захистом від КЗ;
наявність логіки придушення подвійного імпульсу;
наявність засобів корекції симетрії вихідної напруги;
наявність струмообмеження в широкому діапазоні синфазної напруги, а також струмообмеження в кожному періоді з відключенням в аварійному режимі;
наявність автоматичного керування з прямою передачею;
забезпечення відключення при зниженні напруги живлення;
забезпечення захисту від перенапруг;
забезпечення сумісності із ТТЛ/КМОП логікою;
забезпечення дистанційного включення та відключення.

Малюнок 11. Управляюча мікросхема TL494 та її цоколівка.

В якості схеми управління для класу ДБЖ, що розглядається, в переважній більшості випадків використовується мікросхема типу TL494CN, що випускається фірмою TEXAS INSTRUMENT (США) (рис.11). Вона реалізує більшість із перелічених вище функцій і випускається поруч зарубіжних фірм під різними найменуваннями. Наприклад, фірма SHARP (Японія) випускає мікросхему IR3M02, фірма FAIRCHILD (США) – UA494, фірма SAMSUNG (Корея) – КА7500, фірма FUJITSU (Японія) – МВ3759 і т.д. Усі ці мікросхеми є повними аналогами вітчизняної мікросхеми КР1114ЕУ4. Розглянемо докладно пристрій та роботу цієї керуючої мікросхеми. Вона спеціально розроблена для управління силовою частиною ДБЖ та містить у своєму складі (рис.12):

Малюнок 12. Функціональна схема ІМС TL494

Генератор пилкоподібної напруги DA6; частота ГПН визначається номіналами резистора і конденсатора, підключених до 5-го і 6-го висновків, і в класі БП, що розглядається, вибирається рівною приблизно 60 кГц;
джерело опорної стабілізованої напруги DA5 (Uref=+5,OB) із зовнішнім виходом (висновок 14);
компаратор "мертвої зони" DA1;
компаратор ШІМ DA2;
підсилювач помилки за напругою DA3;
підсилювач помилки сигналу обмеження струму DA4;
два вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 з відкритими колекторами та емітерами;
динамічний двотактний D-тригер у режимі розподілу частоти на 2 - DD2;
допоміжні логічні елементи DD1 (2-АБО), DD3 (2-Й), DD4 (2-Й), DD5 (2-АБО-НЕ), DD6 (2-АБО-НЕ), DD7 (НЕ);
джерело постійної напруги із номіналом 0,1BDA7;
джерело постійного струму із номіналом 0,7мА DA8.
Схема управління запускатиметься, тобто. на 8 і 11 висновках з'являться послідовності імпульсів у тому випадку, якщо на висновок 12 подати будь-яку напругу живлення, рівень якого знаходиться в діапазоні від +7 до +40 В. Усю сукупність функціональних вузлів, що входять до складу ІМС TL494, можна умовно розбити на цифрову та аналогову частину (цифровий та аналоговий тракти проходження сигналів). До аналогової частини належать підсилювачі помилок DA3, DA4, компаратори DA1, DA2, генератор пилкоподібної напруги DA6, а також допоміжні джерела DA5, DA7, DA8. Всі інші елементи, у тому числі вихідні транзистори, утворюють цифрову частину (цифровий тракт).

Рисунок 13. Робота ІМС TL494 у номінальному режимі: U3, U4, U5 – напруги на висновках 3, 4, 5.

Розглянемо спочатку роботу цифрового тракту. Тимчасові діаграми, які пояснюють роботу мікросхеми, наведено на рис. 13. З тимчасових діаграм видно, що моменти появи вихідних імпульсів керуючих мікросхеми, а також їх тривалість (діаграми 12 і 13) визначаються станом виходу логічного елемента DD1 (діаграма 5). Решта "логіка" виконує лише допоміжну функцію поділу вихідних імпульсів DD1 на два канали. При цьому тривалість вихідних імпульсів мікросхеми визначається тривалістю відкритого стану вихідних транзисторів VT1, VT2. Так як обидва ці транзистори мають відкриті колектори та емітери, то можливе подвійне їх підключення. При включенні за схемою із загальним емітером вихідні імпульси знімаються із зовнішніх колекторних навантажень транзисторів (з висновків 8 та 11 мікросхеми), а самі імпульси направлені викидами вниз від позитивного рівня (передні фронти імпульсів негативні). Емітери транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) у разі, зазвичай, заземляються. При включенні за схемою із загальним колектором зовнішні навантаження підключаються до емітерів транзисторів і вихідні імпульси, спрямовані в цьому випадку викидами вгору (передні фронти позитивні імпульсів), знімаються з емітерів транзисторів VT1, VT2. Колектори цих транзисторів підключаються до шини живлення мікросхеми (Upom).
Вихідні імпульси інших функціональних вузлів, що входять до складу цифрової частини мікросхеми TL494, спрямовані викидами нагору, незалежно від схеми включення мікросхеми.
Тригер DD2 є двотактним динамічним D-тригером. Принцип його полягає в наступному. По передньому (позитивному) фронту вихідного імпульсу елемента DD1 стан входу D тригера DD2 записується у внутрішній регістр. Фізично це означає, що перемикається перший із двох тригерів, що входять до складу DD2. Коли імпульс на виході елемента DD1 закінчується, то заднього (негативного) фронту цього імпульсу перемикається другий тригер у складі DD2, і стан виходів DD2 змінюється (на виході Q з'являється інформація, зчитана з входу D). Це виключає можливість появи відпирає імпульсу на базі кожного з транзисторів VT1, VT2 двічі протягом одного періоду. Дійсно, поки рівень імпульсу на вході тригера DD2 не змінився, стан його виходів не зміниться. Тому імпульс передається на вихід мікросхеми одним з каналів, наприклад верхньому (DD3, DD5, VT1). Коли імпульс на вході закінчується, тригер DD2 перемикається, замикає верхній і відмикає нижній канал (DD4, DD6, VT2). Тому наступний імпульс, що надходить на вхід і входи DD5, DD6 буде передаватися на вихід мікросхеми по нижньому каналу. Таким чином, кожен з вихідних імпульсів елемента DD1 своїм негативним фронтом перемикає тригер DD2 і цим змінює канал проходження наступного імпульсу. Тож у довідковому матеріалі на керуючу мікросхему вказується, що архітектура мікросхеми забезпечує придушення подвійного імпульсу, тобто. виключає появу двох відмикаючих імпульсів на базі одного і того ж транзистора за період.
Розглянемо докладно період роботи цифрового тракту мікросхеми.
Поява отпирающего імпульсу з урахуванням вихідного транзистора верхнього (VT1) чи нижнього (VT2) каналу визначається логікою роботи елементів DD5, DD6 ("2АБО-НЕ") і станом елементів DD3, DD4 ("2-І"), яке, своєю чергою визначається станом тригера DD2.
Логіка роботи елемента 2-АБО-НЕ, як відомо, полягає в тому, що на виході такого елемента з'являється напруга високого рівня (логічна 1) у тому лише одному випадку, якщо на обох його входах присутні низькі рівні напруг (логічні 0). При інших можливих комбінаціях вхідних сигналів на виході елемента 2 АБО не присутній низький рівень напруги (логічний 0). Тому якщо на виході Q тригера DD2 є логічна 1 (момент ti діаграми 5 рис.13), а на виході /Q - логічний 0, то на обох входах елемента DD3 (2І) виявляться логічні 1 і, отже, логічна 1 з'явиться на виході DD3, а значить і на одному з входів елемента DD5 (2АБО-НЕ) верхнього каналу. Отже, незалежно від рівня сигналу, що надходить на другий вхід цього елемента з виходу елемента DD1, станом виходу DD5 буде логічний і транзистор VT1 залишиться в закритому стані. Станом виходу елемента DD4 буде логічний 0, т.к. логічний 0 присутній одному з входів DD4, надходячи туди з виходу /Q тригера DD2. Логічний 0 з виходу елемента DD4 надходить на один із входів елемента DD6 та забезпечує можливість проходження імпульсу через нижній канал. Цей імпульс позитивної полярності (логічна 1) з'явиться на виході DD6, а значить і на базі VT2 на час паузи між вихідними імпульсами елемента DD1 (тобто на час, коли на виході DD1 є логічний 0 - інтервал trt2 діаграми 5 рис.13) ). Тому транзисгор VT2 відкривається і його колекторі з'являється імпульс викидом вниз від позитивного рівня (у разі включення за схемою із загальним емітером).
Початок наступного вихідного імпульсу елемента DD1 (момент t2 діаграми 5 рис.13) не змінить стану елементів цифрового тракту мікросхеми, крім елемента DD6, на виході якого з'явиться логічний 0, і тому транзистор VT2 закриється. Завершення вихідного імпульсу DD1 (момент ta) зумовить зміну стану виходів тригера DD2 протилежне (логічний 0 - на виході Q, логічна 1 - на виході /Q). Тому зміниться стан виходів елементів DD3, DD4 (на виході DD3 – логічний 0, на виході DD4 – логічна 1). Пауза, що почалася в момент!3 на виході елемента DD1 зумовить можливість відкривання транзистора VT1 верхнього каналу. Логічний 0 на виході елемента DD3 "підтвердить" цю можливість, перетворюючи її на реальну появу відпираючого імпульсу на базі транзистора VT1. Цей імпульс триває до U, після чого VT1 закривається, і процеси повторюються.
Таким чином, основна ідея роботи цифрового тракту мікросхеми полягає в тому, що тривалість вихідного імпульсу на висновках 8 і 11 (або на висновках 9 і 10) визначається тривалістю паузи між вихідними імпульсами елемента DD1. Елементи DD3, DD4 визначають канал проходження імпульсу сигналу низького рівня, поява якого чергується на виходах Q і /Q тригера DD2, керованого тим самим елементом DD1. Елементи DD5, DD6 є схеми збігу за низькому рівню.
Для повноти опису функціональних можливостей мікросхеми слід зазначити ще одну її особливість. Як видно з функціональної схеми малюнку входи елементів DD3, DD4 об'єднані та виведені на висновок 13 мікросхеми. Тому якщо висновок 13 подана логічна 1, то елементи DD3, DD4 будуть працювати як повторювачі інформації з виходів Q і /Q тригера DD2. При цьому елементи DD5, DD6 і транзистори VT1, VT2 будуть перемикатися зі зсувом по фазі на половину періоду, забезпечуючи роботу силової частини ДБЖ, побудованої за двотактною схемою напівмостової. Якщо висновок 13 буде подано логічний 0, то елементи DD3, DD4 будуть заблоковані, тобто. стан виходів цих елементів не змінюватиметься (постійний логічний 0). Тому вихідні імпульси елемента DD1 впливатимуть елементи DD5, DD6 однаково. Елементи DD5, DD6, отже, і вихідні транзистори VT1, VT2, будуть перемикатися без зсуву по фазі (одночасно). Такий режим роботи керуючої мікросхеми використовується у разі, якщо силова частина ДБЖ виконана за однотактною схемою. Колектори та емітери обох вихідних транзисторів мікросхеми у разі об'єднуються з метою умощнения.
Як "жорстка" логічна одиниця у двотактних схемах використовується вихідна напруга
внутрішнього джерела мікросхеми Uref (висновок 13 мікросхеми поєднується з висновком 14).
Тепер розглянемо роботу аналогового тракту мікросхеми.
Стан виходу DD1 визначається вихідним сигналом компаратора ШІМ DA2 (діаграма 4), що надходить на один із входів DD1. Вихідний сигнал компаратора DA1 (діаграма 2), що надходить на другий вхід DD1, не впливає у нормальному режимі роботи на стан виходу DD1, який визначається ширшими вихідними імпульсами ШІМ - компаратора DA2.
Крім того, з діаграм рис.13 видно, що при змінах рівня напруги на вході, що не інвертує, ШІМ компаратора (діаграма 3) ширина вихідних імпульсів мікросхеми (діаграми 12, 13) буде пропорційно змінюватися. У нормальному режимі роботи рівень напруги на неінвертуючому вході компаратора ШИМ DA2 визначається тільки вихідною напругою підсилювача помилки DA3 (т.к. вона перевищує вихідну напругу підсилювача DA4), яка залежить від рівня сигналу зворотного зв'язку на його вході, що не інвертує (висновок 1 мікросхеми). Тому при подачі сигналу зворотного зв'язку на висновок 1 мікросхеми ширина вихідних керуючих імпульсів буде змінюватися пропорційно до зміни цього сигналу зворотного зв'язку, який, у свою чергу, змінюється пропорційно змін рівня вихідної напруги ДБЖ, т.к. зворотний зв'язок заводиться саме звідти.
Проміжки часу між вихідними імпульсами на висновках 8 і 11 мікросхеми, коли обидва вихідні транзистори VT1 ​​і VT2 її закриті, називаються "мертвими зонами".
Компаратор DA1 називається компаратором "мертвої зони", т.к. він визначає мінімально можливу її тривалість. Пояснимо це докладніше.
З часових діаграм рис.13 випливає, що якщо ширина вихідних імпульсів ШІМ-комп'ютера DA2 буде в силу будь-яких причин зменшуватися, то починаючи з деякої ширини цих імпульсів вихідні імпульси компаратора DA1 стануть ширшими за вихідні імпульси ШІМ-компаратора DA2 і почнуть визначати стан виходу логічного елемента DD1, отже и. ширину вихідних імпульсів мікросхеми Інакше кажучи, компаратор DA1 обмежує ширину вихідних імпульсів мікросхеми деякому максимальному рівні. Рівень обмеження визначається потенціалом на неинвенти-рующем вході компаратора DA1 (виведення 4 мікросхеми) в режимі, що встановився. Однак, з іншого боку, потенціал на виведенні 4 визначатиме діапазон широтного регулювання вихідних імпульсів мікросхеми. При збільшенні потенціалу висновку 4 цей діапазон звужується. Найширший діапазон регулювання виходить тоді, коли потенціал на виведенні 4 дорівнює 0.
Однак у цьому випадку виникає небезпека, пов'язана з тим, що ширина "мертвої зони" може стати рівною 0 (наприклад, у разі значного зростання споживаного ДБЖ струму). Це означає, що керуючі імпульси на висновках 8 і 11 мікросхеми слідуватимуть безпосередньо один за одним. Тому може виникнути ситуація, відома під назвою "пробою по стійці". Вона пояснюється інерційністю силових транзисторів інвертора, які можуть відкриватися і закриватися миттєво. Тому, якщо одночасно на базу відкритого до цього транзистора подати замикаючий сигнал, а на базу закритого транзистора - отпирающий (тобто з нульовою "мертвою зоною"), то вийде ситуація, коли один транзистор ще не закрився, а інший вже відкритий. Тоді і виникає пробою по транзисторній стійці напівмоста, який полягає у протіканні наскрізного струму через обидва транзистори. Струм цей, як видно зі схеми рис. 5, мине первинну обмотку силового трансформатора і практично нічим не обмежений. Захист струму у разі не працює, т.к. Струм не протікає через струмовий датчик (на схемі не показаний; конструкція і принцип дії застосовуваних струмових датчиків будуть докладно розглянуті в наступних розділах), а значить, цей датчик не може видати сигнал на схему управління. Тому наскрізний струм досягає великої величини за дуже короткий проміжок часу. Це призводить до різкого зростання потужності, що виділяється на обох силових транзисторах, і практично миттєвому виходу їх з ладу (як правило, пробій). Крім того, кидком наскрізного струму можуть бути виведені з ладу діоди силового моста, що випрямляє. Цей процес закінчується перегоранням мережного запобіжника, який через свою інерційність не встигає захистити елементи схеми, а лише захищає від навантаження первинну мережу.
Тому керуюча напруга; подане на бази силових транзисторів має бути сформоване таким чином, щоб спочатку надійно закривався один із цих транзисторів, а вже потім відкривався б інший. Іншими словами, між керуючими імпульсами, що подаються на бази силових транзисторів обов'язково повинен бути тимчасовий зсув, не рівний нулю ("мертва зона"). Мінімальна допустима тривалість "мертвої зони" визначається інерційністю застосовуваних як силові ключі транзисторів.
Архітектура мікросхеми дозволяє регулювати величину мінімальної тривалості "мертвої зони" за допомогою потенціалу виведення 4 мікросхеми. Потенціал цей визначається за допомогою зовнішнього дільника, що підключається до шини вихідної напруги внутрішнього опорного джерела мікросхеми Uref.
У деяких варіантах ДБЖ такий дільник відсутній. Це означає, що після завершення процесу плавного пуску (див. нижче) потенціал на виведенні 4 мікросхеми стає рівним 0. У цих випадках мінімально можлива тривалість "мертвої зони" все ж таки не стане рівною 0, а визначатиметься внутрішнім джерелом напруги DA7 (0, 1В), який підключений до неінвертуючого входу компаратора DA1 своїм позитивним полюсом, і висновку 4 мікросхеми - негативним. Таким чином, завдяки включенню цього джерела ширина вихідного імпульсу компаратора DA1, а значить і ширина "мертвої зони", за жодних умов не може стати рівною 0, а значить "пробою по стійці" буде принципово неможливий. Іншими словами, в архітектуру мікросхеми закладено обмеження максимальної тривалості її вихідного імпульсу (мінімальної тривалості "мертвої зони"). Якщо є дільник, підключений до виведення 4 мікросхеми, то після плавного пуску потенціал цього виводу не дорівнює 0, тому ширина вихідних імпульсів компаратора DA1 визначається не тільки внутрішнім джерелом DA7, а й залишковим (після завершення процесу плавного запуску) потенціалом на виведенні 4. при цьому, як було сказано вище, звужується динамічний діапазон широтного регулювання ШІМ компаратора DA2.

СХЕМА ПУСКУ

Схема пуску призначена для отримання напруги, яким можна було б запитати керуючу мікросхему з метою її запуску після включення ІВП в мережу живлення. Тому під пуском мається на увазі запуск у роботу в першу чергу керуючої мікросхеми, без нормального функціонування якої неможлива робота силової частини та всієї схеми ДБЖ загалом.
Схема пуску може бути побудована двома різними способами:
із самозбудженням;
із примусовим збудженням.
Схема із самозбудженням використовується, наприклад, в ДБЖ GT-150W (рис.14). Випрямлена напруга мережі Uep подається на резистивний дільник R5, R3, R6, R4, який є базовим для обох ключових силових транзисторів Q1, Q2. Тому через транзистори під впливом сумарної напруги на конденсаторах С5, С6 (Uep) починає протікати базовий струм по ланцюгу (+)С5 - R5 - R7 - 6-е Q1 - R6 - R8 - 6-е Q2 - "загальний провід" первинної сторони - (-) С6.
Обидва транзистори відкриваються цим струмом. В результаті через ділянки колектор-емітер обох транзисторів починають протікати струми взаємно протилежних напрямків по ланцюгах:
через Q1: (+) С5 - шина +310 В - к-е Q1 - 5-6 Т1 -1-2 Т2-С9 - (-) С5.
через Q2: (+) С6 - С9 - 2-1 Т2 - 6-5 Т1 - к-е Q2 - "загальний провід" первинної сторони - (-) С6.

Малюнок 14. Схема запуску із самозбудженням ДБЖ GT-150W.

Якби обидва струми, що протікають через додаткові (пускові) витки 5-6 Т1 в протилежних напрямках, були б рівні, то результуючий струм дорівнював би 0, і схема не змогла б запуститися.
Проте з технологічного розкиду коефіцієнтів посилення струму транзисторів Q1, Q2 завжди якийсь із цих струмів більше іншого, т.к. транзистори відкриті по-різному. Тому результуючий струм через витки 5-6 Т1 не дорівнює 0 і має той чи інший напрямок. Припустимо, що переважає струм через транзистор Q1 (тобто Q1 відкритий більшою мірою, ніж Q2) і, отже, струм протікає у бік від виведення 5 до виведення 6 Т1. Подальші міркування ґрунтуються на цьому припущенні.
Однак, задля справедливості слід зазначити, що переважним може виявитися і струм через транзистор Q2, і тоді всі описані процеси будуть ставитися до транзистора Q2.
Протікання струму через витки 5-6 Т1 викликає появу ЕРС взаємоіндукції усім обмотках управляючого трансформатора Т1. При цьому (+) ЕРС виникає на висновку 4 щодо виведення 5 і в базу Q1 під впливом цієї ЕРС тече додатково струм, що його відкриває по ланцюгу: 4 Т1 - D7-R9-R7-6-3 Q1 - 5 Т1.
Одночасно на виведенні 7 Т1 з'являється (-) ЕРС щодо виведення 8, тобто. полярність цієї ЕРС виявляється замикаючою для Q2 і він закривається. Далі набирає чинності позитивний зворотний зв'язок (ПОС). Дія її полягає в тому, що при зростанні струму через ділянку колектор-емітер Q1 і витки 5-6 Т1 на обмотці 4-5 Т1 діє зростаюча ЕРС, яка, створюючи додатковий базовий струм Q1, ще більшою мірою відкриває його. Процес цей розвивається лавиноподібно (дуже швидко) і призводить до повного відкривання Q1 та замикання Q2. Через відкритий Q1 і первинну обмотку 1-2 силового імпульсного трансформатора Т2 починає протікати струм, що лінійно наростає, що викликає появу імпульсу ЕРС взаємоіндукції на всіх обмотках Т2. Імпульс з обмотки 7-5 Т2 заряджає накопичувальну ємність С22. На С22 з'являється напруга, яка подається як живильного на висновок 12 керуючої мікросхеми IC1 типу TL494 і на каскад, що узгоджує. Мікросхема запускається і генерує на своїх висновках 11, 8 прямокутні послідовності імпульсів, якими через каскад (Q3, Q4, Т1) починають перемикатися силові ключі Q1, Q2. На всіх обмотках силового трансформатора Т2 з'являються імпульсні ЕРС номінального рівня. При цьому ЕРС з обмоток 3-5 і 7-5 постійно підживлюють С22, підтримуючи незмінний рівень напруги (близько +27В). Іншими словами, мікросхема по кільцю зворотного зв'язку починає запитувати сама себе (самопідживлення). Блок виходить на робочий режим. Напруга живлення мікросхеми та узгоджувального каскаду є допоміжною, діє тільки всередині блоку і зазвичай називається Upom.
Ця схема може мати деякі різновиди, як, наприклад, в імпульсному блоці живлення LPS-02-150XT (виробництво Тайвань) для комп'ютера Мазовія СМ1914 (рис.15). У цій схемі початковий поштовх для розвитку процесу запуску виходить за допомогою окремого однопівперіодного випрямляча D1, С7, який запитує перший позитивний напівперіод мережі базовий для силових ключів резистивний дільник. Це прискорює процес запуску, т.к. початкове відмикання одного з ключів відбувається паралельно із зарядкою конденсаторів, що згладжують, великої ємності. В іншому схема працює аналогічно розглянутій вище.

Рисунок 15. Схема запуску із самозбудженням в імпульсному блоці живлення LPS-02-150XT

Така схема використовується, наприклад, ДБЖ PS-200B фірми LING YIN GROUP (Тайвань).
Первинна обмотка спеціального пускового трансформатора Т1 включається на половинну напругу мережі (при номіналі 220В) або повне (при номіналі 110В). Це робиться з тих міркувань, щоб амплітуда змінної напруги на вторинній обмотці Т1 не залежала б від номіналу мережі живлення. Через первинну обмотку Т1 при включенні ДБЖ у мережу протікає змінний струм. На вторинній обмотці 3-4 Т1 тому наводиться змінна синусоїдальна ЕРС з частотою мережі живлення. Струм, що протікає під впливом цієї ЕРС, випрямляється спеціальною бруківкою на діодах D3-D6 і згладжується конденсатором С26. На С26 виділяється постійна напруга близько 10-11В, яке подається як живильного на висновок 12 керуючої мікросхеми U1 типу TL494 і на каскад, що погоджує. Паралельно з цим процесом відбувається заряд конденсаторів фільтра, що згладжує. Тому на момент подачі харчування на мікросхему силовий каскад також виявляється запитаним. Мікросхема запускається і починає генерувати на своїх висновках 8, 11 послідовності прямокутних імпульсів, якими через каскад, що узгоджує, починають перемикатися силові ключі. В результаті з'являються вихідні напруги блоку. Після виходу на режим самопідживлення мікросхеми проводиться з шини вихідної напруги +12В через діод D8, що розв'язує. Так як ця напруга самопідживлення трохи перевищує вихідну напругу випрямляча D3-D5, то діоди цього пускового випрямляча замикаються, і він надалі не впливає на роботу схеми.
Необхідність зворотного зв'язку через діод D8 не є обов'язковою. У схемах деяких ДБЖ, де застосовується примусове збудження, такий зв'язок відсутній. Керуюча мікросхема і каскад, що узгоджує, протягом усього часу роботи запитуються з виходу пускового випрямляча. Однак рівень пульсації на шині Upom у цьому випадку виходить дещо більшим, ніж у разі живлення мікросхеми з шини вихідної напруги +12В.
Підсумовуючи описи схем запуску, можна назвати основні особливості їх побудови. У схемі із самозбудженням проводиться початкове перемикання силових транзисторів, результатом чого є поява напруги живлення мікросхеми Upom. У схемі з примусовим збудженням спочатку отримують Upom, а вже як результат – перемикання силових транзисторів. Крім того, у схемах із самозбудженням напруга Upom зазвичай має рівень близько +26В, а у схемах із примусовим збудженням - близько +12В.
Схему з примусовим збудженням (з окремим трансформатором) наведено на рис.16.

Рисунок 16. Схема запуску із примусовим збудженням імпульсного блоку живлення PS-200B (LING YIN GROUP).

ПОГОДЖУЮЧИЙ КАСКАД

Для узгодження та розв'язки потужного вихідного каскаду від малопотужних ланцюгів управління служить узгоджуючий каскад.
Практичні схеми побудови узгоджувального каскаду в різних ДБЖ можна поділити на два основні варіанти:
транзисторний варіант, де як ключі використовуються зовнішні транзистори в дискретному виконанні;
бестранзисторний варіант, де як ключі використовуються вихідні транзистори самої керуючої мікросхеми VT1, VT2 (в інтегральному виконанні).
Крім того, ще однією ознакою, за якою можна класифікувати каскади, що узгоджують, є спосіб управління силовими транзисторами напівмостового інвертора. За цією ознакою всі узгоджувальні каскади можна поділити на:
каскади із загальним управлінням, де управління обома силовими транзисторами проводиться за допомогою одного загального для них керуючого трансформатора, який має одну первинну і дві вторинні обмотки;
каскади з роздільним керуванням, де керування кожним із силових транзисторів виробляється з допомогою окремого трансформатора, тобто. в узгоджувальному каскаді є два управляючі трансформатори.
Виходячи з обох класифікацій узгоджуючий каскад може бути виконаний одним із чотирьох способів:
транзисторний із загальним управлінням;
транзисторний із роздільним управлінням;
бестранзисторний із загальним управлінням;
бестранзисторний із роздільним управлінням.
Транзисторні каскади з роздільним керуванням застосовуються рідко або взагалі не застосовуються. Авторам не довелося зіткнутися з таким варіантом виконання каскаду, що узгоджує. Інші три варіанти зустрічаються більш менш часто.
У всіх випадках зв'язок із силовим каскадом здійснюється трансформаторним способом.
При цьому трансформатор виконує дві основні функції: посилення керуючого сигналу струму (за рахунок ослаблення напруги) і гальванічної розв'язки. Гальванічна розв'язка необхідна тому, що керуюча мікросхема і каскад, що узгоджує, знаходяться на вторинній стороні, а силовий каскад - на первинній стороні ДБЖ.
Розглянемо роботу кожного зі згаданих варіантів узгоджувального каскаду на конкретних прикладах.
У транзисторній схемі із загальним управлінням як узгоджувальний каскад використовується двотактний трансформаторний попередній підсилювач потужності на транзисторах Q3 і Q4 (рис.17).

Малюнок 17. Узгоджуючий каскад імпульсного блоку живлення KYP-150W (транзисторна схема із загальним керуванням).

Рисунок 18. Реальна форма імпульсів на колекторах

Струми через діоди D7 і D9, що протікають під впливом магнітної енергії, запасеної в сердечнику DT, мають вигляд експонентів, що спадають. У сердечнику DT під час протікання струмів через діоди D7 і D9 діє змінний (спадаючий) магнітний потік, що і зумовлює появу імпульсів ЕРС на його вторинних обмотках.
Діод D8 усуває вплив каскаду, що узгоджує, на керуючу мікросхему через загальну шину живлення.
Інший різновид транзисторного узгоджувального каскаду із загальним управлінням використовується в імпульсному блоці живлення ESAN ESP-1003R (рис.19). Першою особливістю цього варіанта є те, що вихідні транзистори VT1, VT2 мікросхеми включені як емітерні повторювачі. Вихідні сигнали знімаються з 9 висновків, 10 мікросхеми. Резистори R17, R16 і R15, R14 є емітерними навантаженнями транзисторів VT1 і VT2 відповідно. Ці резистори утворюють базові дільники для транзисторів Q3, Q4, які працюють у ключовому режимі. Ємності С13 та С12 є форсуючими та сприяють прискоренню процесів перемикання транзисторів Q3, Q4. Другий характерною особливістю цього каскаду є те, що первинна обмотка трансформатора DT, що управляє, не має висновку від середньої точки і підключена між колекторами транзисторів Q3, Q4. Коли вихідний транзистор VT1 керуючої мікросхеми відкривається, то опиняється напругою Upom базовий для транзистора Q3 дільник R17, R16. Тому через керуючий перехід Q3 протікає струм і він відкривається. Прискоренню цього процесу сприяє форсуюча ємність С13, яка забезпечує подачу в базу Q3 струму, що відмикає, в 2-2,5 рази перевищує встановленое значення. Результатом відкривання Q3 і те, що первинна обмотка 1-2 DT своїм висновком 1 виявляється підключена до корпусу. Так як другий транзистор Q4 замкнений, то через первинну обмотку DT починає протікати наростаючий струм ланцюгом: Upom - R11 - 2-1 DT - до-е Q3 - корпус.

Малюнок 19. Узгоджуючий каскад імпульсного блоку живлення ESP-1003R ESAN ELECTRONIC CO., LTD (транзисторна схема із загальним керуванням).

На вторинних обмотках 3-4 та 5-6 DT з'являються імпульси ЕРС прямокутної форми. Напрямок намотування вторинних обмоток DT різний. Тому один із силових транзисторів (на схемі не показано) отримає базовий імпульс, що відкриває, а інший - закриває. Коли VT1 ​​керуючої мікросхеми різко закривається, слідом за ним також різко закривається і Q3. Прискоренню процесу закривання сприяє форсуюча ємність С13, напруга з якої прикладається до переходу база-емітер Q3 в полярності, що закриває. Далі триває "мертва зона", коли обидва вихідні транзистори мікросхеми закриті. Далі відкривається вихідний транзистор VT2, отже виявляється запитаним напругою Upom базовий для другого транзистора Q4 дільник R15, R14. Тому Q4 відкривається і первинна обмотка 1-2 DT виявляється підключена до корпусу іншим своїм кінцем (висновком 2), тому через неї починає протікати наростаючий струм протилежного попереднього випадку напрямку по ланцюгу: Upom -R10- 1-2 DT - к-е Q4 - "корпус".
Тому полярність імпульсів на вторинних обмотках DT змінюється, і що відкриває імпульс отримає другий силовий транзистор, але в базі першого діятиме імпульс закриває полярності. Коли VT2 керуючої мікросхеми різко закривається, слідом за ним також різко закривається Q4 (за допомогою форсуючої ємності С12). Далі знову триває "мертва зона", після чого процеси повторюються.
Таким чином, основна ідея, закладена в роботу цього каскаду, полягає в тому, що змінний магнітний потік у сердечнику DT вдається отримати завдяки тому, що первинна обмотка DT підключається до корпусу одним чи іншим своїм кінцем. Тому через неї протікає змінний струм без постійної складової при однополярному живленні.
У бестранзисторних варіантах узгоджувальних каскадів ДБЖ як транзисторів узгоджувального каскаду, як було зазначено раніше, використовуються вихідні транзистори VT1, VT2 керуючої мікросхеми. В цьому випадку дискретні транзистори узгоджувального каскаду відсутні.
Бестранзисторна схема із загальним управлінням використовується, наприклад, у схемі ДБЖ PS-200В. Вихідні транзистори мікросхеми VT1, VT2 навантажуються колекторами первинними напівобмотками трансформатора DT (рис.20). Живлення подається до середньої точки первинної обмотки DT.

Рисунок 20. Узгоджувальний каскад імпульсного блоку живлення PS-200B (бестранзисторна схема із загальним керуванням).

Коли відкривається транзистор VT1, то струм, що наростає, протікає через цей транзистор і напівобмотку 1-2 керуючого трансформатора DT. На вторинних обмотках DT з'являються керуючі імпульси, що мають таку полярність, що один із силових транзисторів інвертора відкривається, а інший закривається. Після закінчення імпульсу VT1 різко закривається, струм через напівобмотку 1-2 DT перестає протікати, тому зникає ЕРС на вторинних обмотках DT, що призводить до закривання силових транзисторів. Далі триває "мертва зона", коли обидва вихідні транзистори VT1, VT2 мікросхеми закриті, і струм через первинну обмотку DT не протікає. Далі відкривається транзистор VT2 і струм, наростаючи в часі, протікає через цей транзистор і напівобмотку 2-3 DT. Магнітний потік, створюваний цим струмом у сердечнику DT, має протилежне попередньому випадку напрямок. Тому на вторинних обмотках DT наводяться ЕРС протилежної попередньому випадку полярності. В результаті відкривається другий транзистор напівмостового інвертора, а на базі першого імпульс має закриває його полярність. Коли VT2 керуючої мікросхеми закривається, струм через нього та первинну обмотку DT припиняється. Тому зникають ЕРС на вторинних обмотках DT, і силові транзистори інвертора знову закриті. Далі знову триває "мертва зона", після чого процеси повторюються.
Основна ідея побудови цього каскаду полягає в тому, що змінний магнітний потік у сердечнику трансформатора, що управляє, вдається отримати завдяки подачі живлення в середню точку первинної обмотки цього трансформатора. Тому струми протікають через напівобмотки з однаковим числом витків у різних напрямках. Коли обидва вихідні транзистори мікросхеми закриті ("мертві зони"), магнітний потік у сердечнику DT дорівнює 0. Почергове відкривання транзисторів викликає почергову появу магнітного потоку то однієї, то іншої напівобмотки. Результуючий магнітний потік у сердечнику виходить змінним.
Останній із зазначених різновидів (бестранзисторна схема з роздільним управлінням) використовується, наприклад, в ДБЖ комп'ютера Appis (Перу). У цій схемі є два управляючі трансформатори DT1, DT2, первинні напівобмотки яких є колекторними навантаженнями для вихідних транзисторів мікросхеми (рис.21). У цій схемі керування кожним із двох силових ключів здійснюється через окремий трансформатор. Живлення подається на колектори вихідних транзисторів мікросхеми із загальної шини Upom через середні точки первинних обмоток управляючих трансформаторів DT1, DT2.
Діоди D9, D10 з відповідними частинами первинних обмоток DT1, DT2 утворюють схеми розмагнічування сердечників. Зупинимося на цьому питанні докладніше.

Малюнок 21. Узгоджувальний каскад імпульсного блоку живлення "Appis" (бестранзисторна схема роздільного управління).

Узгоджувальний каскад (рис.21) насправді є два незалежних однотактних прямоходових перетворювача, т.к. відкриває струм протікає основою силового транзистора під час відкритого стану узгоджувального транзистора, тобто. узгоджуючий та пов'язаний з ним через трансформатор силовий транзистор відкриті одночасно. При цьому обидва імпульсні трансформатори DT1, DT2 працюють з постійною складовою струму первинної обмотки, тобто. із вимушеним підмагнічуванням. Якщо не передбачити спеціальних заходів щодо розмагнічування сердечників, то вони увійдуть у магнітне насичення за кілька періодів роботи перетворювача, що призведе до значного зменшення індуктивності первинних обмоток і виходу з ладу транзисторів VT1, VT2, що перемикають. Розглянемо процеси, які у перетворювачі на транзисторі VT1 і трансформаторі DT1. Коли транзистор VT1 відкривається, через нього і первинну обмотку 1-2 DT1 протікає струм, що лінійно наростає, по ланцюгу: Upom -2-1 DT1 - к-е VT1 - "корпус".
Коли отпирающий імпульс з урахуванням VT1 закінчується, він різко закривається. Струм через обмотку 1-2 DT1 припиняється. Однак ЕРС на обмотці, що розмагнічує 2-3 DT1 при цьому змінює полярність, і через цю обмотку і діод D10 протікає розмагнічує сердечник DT1 струм по ланцюгу: 2 DT1 - Upom - С9- "корпус"- D10-3DT1.
Струм цей - лінійно спадаючий, тобто. похідна магнітного потоку через сердечник DT1 змінює знак, і сердечник розмагнічується. Таким чином, під час цього зворотного такту відбувається повернення надлишкової енергії, запасеної в сердечнику DT1 за час відкритого стану транзистора VT1, в джерело (заряджається накопичувальний конденсатор С9 шини Upom).
Однак такий варіант реалізації каскаду, що погоджує, найменш переважний, т.к. обидва трансформатори DT1, DT2 працюють з недовикористанням по індукції та з постійною складовою струму первинної обмотки. Перемаг-нічення сердечників DT1, DT2 відбувається за приватним циклом, що охоплює тільки позитивні значення індукції. Магнітні потоки в осердях через це виходять пульсуючими, тобто. містять постійну складову. Це призводить до завищених масогабаритних показників трансформаторів DT1, DT2 і, крім того, в порівнянні з іншими варіантами узгоджувального каскаду, тут потрібно два трансформатори замість одного.

Микола Петрушов

TL494, що це за "звір" такий?

TL494 (Texas Instruments) - це, напевно, найпоширеніший ШІМ-контролер, на базі якого створювалася основна маса комп'ютерних блоків живлення, і силові частини різних побутових приладів.
Та й зараз ця мікросхема досить популярна серед радіоаматорів, які займаються побудовою імпульсних блоків живлення. Вітчизняний аналог цієї мікросхеми – М1114ЕУ4 (КР1114ЕУ4). Крім того, ще різні зарубіжні фірми випускають цю мікросхему з різними назвами. Наприклад, IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). Все це та сама мікросхема.
Вік її набагато молодший TL431. Випускатися він почала фірмою Texas Instruments десь із кінця 90-х – початку 2000-х років.
Давайте разом спробуємо розібратися, що вона собою являє і що це за "звір" такий? Розглядатимемо ми мікросхему TL494 (Texas Instruments).

І так, спочатку подивимося, що в неї всередині.

склад.

У її складі є:
- генератор пилкоподібної напруги (ДПН);
- компаратор регулювання мертвого часу (DA1);
- компаратор регулювання ШІМ (DA2);
- підсилювач помилки 1 (DA3), використовується в основному за напругою;
- підсилювач помилки 2 (DA4), що використовується в основному за сигналом обмеження струму;
- стабільне джерело опорної напруги (ІОН) на 5В із зовнішнім висновком 14;
- Схема управління роботою вихідного каскаду.

Потім всі її складові ми звичайно розглянемо і постараємося розібратися, навіщо все це потрібно і як все це працює, але для початку необхідно буде навести її робочі параметри (характеристики).

Параметри	мін.	Макс.	Од. Змін.
V CC Напруга живлення	7	40	У
V I Напруга на вході підсилювача	-0,3	V CC - 2	У
V O Напруга на колекторі		40	У
Струм колектора (кожного транзистора)		200	мА
Струм зворотного зв'язку		0,3	мА
f OSC Частота генератора	1	300	кГц
C T Ємність конденсатора генератора	0,47	10000	нФ
R T Опір резистора генератора	1,8	500	кому
T A Робоча температура TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

Граничні характеристики наступні;

Напруга живлення................................................ .....41В

Вхідна напруга підсилювача .................................... (Vcc + 0.3)

Вихідна напруга колектора................................41В

Вихідний струм колектора.............................................250мА

Загальна потужність розсіювання в безперервному режимі.

Розташування та призначення висновків мікросхеми.

Висновок 1

Не інвертуючий (позитивний) вхід підсилювача ошибки 1.
Якщо вхідна напруга на ньому буде нижчою, ніж напруга на виводі 2, то на виході цього підсилювача помилки 1, напруги не буде (вихід матиме низький рівень) і він не буде впливати на ширину (скважність) вихідних імпульсів.
Якщо на цьому виводі напруга буде вищою, ніж на виводі 2, то на виході цього підсилювача 1, з'явиться напруга (вихід підсилювача 1, матиме високий рівень) і ширина (шпаровість) вихідних імпульсів буде зменшуватися тим більше, чим вище вихідна напруга цього підсилювача (Максимум 3,3 вольта).

Висновок 2

Це інвертуючий (негативний) вхід підсилювача сигналу 1 помилки.
Якщо вхідна напруга на цьому висновку вище, ніж на виведенні 1, на виході підсилювача помилки напруги не буде (вихід матиме низький рівень) і він не буде впливати на ширину (шпаровість) вихідних імпульсів.
Якщо ж напруга цьому висновку нижче, ніж виведенні 1, вихід підсилювача матиме високий рівень.

Підсилювач помилки, це звичайний ОУ з коефіцієнтом посилення порядку = 70..95дБ за постійною напругою (Ку = 1 на частоті 350 кГц). Діапазон вхідної напруги ОУ простягається від -0.3В і до напруги живлення, мінус 2В. Тобто максимальна вхідна напруга має бути нижчою за напругу живлення мінімум на два вольти.

Висновок 3

Це виходи підсилювачів помилки 1 і 2, з'єднаних із цим висновком через діоди (схема АБО). Якщо напруга на виході будь-якого підсилювача змінюється з низького на високий рівень, то на виведенні 3 воно також переходить у високий.
Якщо напруга на цьому висновку перевищить 3,3, то імпульси на виході мікросхеми пропадають (нульова шпаруватість).
Якщо напруга на цьому виведенні близько до 0, тоді тривалість вихідних імпульсів (шпаруватість) буде максимальна.

Висновок 3 зазвичай використовується для забезпечення ОС підсилювачів, але якщо це необхідно, висновок 3 може бути використаний і в якості вхідного, для забезпечення зміни ширини імпульсів.
Якщо напруга на ньому висока (> ~ 3,5), то імпульси на виході МС будуть відсутні. Блок живлення не запуститься за жодних обставин.

Висновок 4

Він керує діапазоном зміни "мертвого" часу (англ. Dead-Time Control), в принципі це та сама шпаруватість.
Якщо напруга на ньому буде близько до 0, то на виході мікросхеми будуть, як мінімально можливі, так і максимальні по ширині імпульси, що може задаватися іншими вхідними сигналами (підсилювачі помилок, висновок 3).
Якщо напруга на цьому висновку буде близько 1,5 В, то ширина вихідних імпульсів буде в районі 50% їх максимальної ширини.
Якщо напруга на цьому висновку перевищить 3,3, то імпульси на виході МС будуть відсутні. Блок живлення не запуститься за жодних обставин.
Але варто не забувати, що при збільшенні "мертвого" часу діапазон регулювання ШИМ буде зменшуватися.

Змінюючи напругу на виведенні 4, можна задавати фіксовану ширину "мертвого" часу (R-R дільником), здійснити БП режим м'якого старту (R-C ланцюжком), забезпечити дистанційне вимикання МС (ключ), а також можна використовувати цей висновок, як лінійний керуючий вхід.

Давайте розглянемо (для тих, хто не знає), що таке "мертве" час і для чого воно потрібне.
Працюючи двотактної схеми БП, імпульси по черзі подаються з виходів мікросхеми на бази (затвори) вихідних транзисторів. Так як будь-який транзистор - інерційний елемент, він не може миттєво закритися (відкритися) при знятті (подачі) сигналу з бази (затвора) вихідного транзистора. І якщо на вихідні транзистори подавати імпульси без "мертвого" часу (тобто з одного імпульсу зняти і на другий відразу подати), може настати такий момент, коли один транзистор не встигне закритися, а другий уже відкрився. Тоді весь струм (називається наскрізний струм) потече через обидва відкритих транзистори минаючи навантаження (обмотку трансформатора), і оскільки він ні чим не буде обмежений, вихідні транзистори миттєво вийдуть з ладу.
Щоб таке не сталося, необхідно після закінчення одного імпульсу і до початку наступного - пройшов якийсь певний час, достатній для надійного закриття вихідного транзистора, з входу якого знятий керуючий сигнал.
Цей час і називається "мертвим" часом.

Так, ще якщо подивитися малюнок зі складом мікросхеми, то бачимо, що висновок 4 з'єднаний з входом компаратора регулювання мертвим часом (DA1) через джерело напруги, величиною 0,1-0,12 В. Для чого це зроблено?
Це якраз і зроблено для того, щоб максимальна ширина (шпаровість) вихідних імпульсів ніколи не дорівнювала 100%, для забезпечення безпечної роботи вихідних (вихідного) транзисторів.
Тобто якщо "посадити" висновок 4 на загальний провід, то на вході компаратора DA1 все одно не буде нульової напруги, а буде напруга саме цієї величини (0,1-0,12) і імпульси з генератора пилкоподібної напруги (ГПН) з'являться на виході мікросхеми тільки тоді, коли їхня амплітуда на виведенні 5 перевищить цю напругу. Тобто, мікросхема має фіксований максимальний поріг шпаруватості вихідних імпульсів, який не перевищить для однотактного режиму роботи вихідного каскаду 95-96%, і для двотактного режиму роботи вихідного каскаду - 47,5-48%.

Висновок 5

Це висновок ДПН, він призначений для підключення до нього конденсатора, що задає час Ct, другий кінець якого приєднується до загального проводу. Місткість його вибирається зазвичай від 0,01 мкФ до 0,1 мкФ, залежно від вихідної частоти ГПН імпульсів ШІМ-контролера. Як правило, тут використовуються конденсатори високої якості.
Вихідну частоту ДПН можна контролювати на цьому висновку. Розмах вихідної напруги генератора (амплітуда вихідних імпульсів) десь у районі 3-х вольт.

Висновок 6

Теж висновок ГПН, призначений для підключення до нього резистора Rt, що вчасно-задає, другий кінець якого приєднується до загального проводу.
Величини Rt і Ct визначають вихідну частоту ДПН і розраховуються за формулою для однотактного режиму роботи;

Для двотактного режиму роботи формула має такий вигляд;

Для ШІМ-контролерів інших фірм частота розраховується за такою ж формулою, за винятком - цифру 1 необхідно буде поміняти на 1,1.

Висновок 7

Він приєднується до загального дроту схеми пристрою на ШІМ-контролері.

Висновок 8

У складі мікросхеми є вихідний каскад із двома вихідними транзисторами, які є її вихідними ключами. Висновки колекторів та емітерів цих транзисторів вільні, і тому залежно від необхідності, ці транзистори можна включати до схеми для роботи як із загальним емітером, так і із загальним колектором.
Залежно від напруги на виводі 13 цей вихідний каскад може працювати як в двотактному режимі роботи, так і в однотактному. В однотактному режимі роботи ці транзистори можна з'єднувати паралельно збільшення струму навантаження, що зазвичай роблять.
Так ось, висновок 8, це висновок колектора 1 транзистора.

Висновок 9

Це висновок емітера транзистора 1.

Висновок 10

Це висновок емітера транзистора 2.

Висновок 11

Це колектор транзистора 2.

Висновок 12

До цього висновку приєднується плюс джерела живлення TL494CN.

Висновок 13

Це висновок вибору режиму роботи вихідного каскаду. Якщо цей висновок підключити до спільного дроту, вихідний каскад працюватиме однотактному режимі. Вихідні сигнали на виводах транзисторних ключів будуть однаковими.
Якщо подати цей висновок напруга +5 (з'єднати між собою висновки 13 і 14), вихідні ключі працюватимуть у двотактному режимі. Вихідні сигнали на висновках транзисторних ключів будуть протифазними і частота вихідних імпульсів буде вдвічі меншою.

Висновок 14

Це вихід стабільного Істільника Пропорного Ннапруги (ІОН), З вихідною напругою +5 В і вихідним струмом до 10 мА, яке може бути використане як зразкове для порівняння в підсилювачах помилки, та в інших цілях.

Висновок 15

Він працює так само, як і висновок 2. Якщо другий підсилювач помилки не використовується, то висновок 15 просто підключають до 14-го виводу (опорна напруга +5).

Висновок 16

Він працює так само, як і висновок 1. Якщо другий підсилювач помилки не використовується, його зазвичай підключають до загального проводу (висновок 7).
З висновком 15, підключеним до +5 і висновком 16, підключеним до загального дроту, вихідна напруга другого підсилювача відсутня, тому він не впливає на роботу мікросхеми.

Принцип роботи мікросхеми.

Так як працює ШІМ-контролер TL494.
Вище ми докладно розглянули призначення висновків цієї мікросхеми та яку функцію виконують.
Якщо все це ретельно проаналізувати, то з цього стає ясно, як працює ця мікросхема. Але ще раз дуже коротко опишу принцип її роботи.

При типовому включенні мікросхеми та подачі на неї живлення (мінус на висновок 7, плюс на висновок 12), ГПН починає виробляти пилкоподібні імпульси, амплітудою близько 3-х вольт, частота яких залежить від підключених З і R до висновків 5 і 6 мікросхеми.
Якщо величина керуючих сигналів (на виводі 3 і 4) менше 3-х вольт, то на вихідних ключах мікросхеми з'являються прямокутні імпульси, ширина яких залежить від величини керуючих сигналів на виводі 3 і 4.
Тобто в мікросхемі йде порівняння позитивної пилкоподібної напруги з конденсатора Ct (C1) з будь-яким із двох керуючих сигналів.
Логічні схеми управління вихідними транзисторами VT1 ​​і VT2 відкривають їх тільки тоді, коли напруга пилкоподібних імпульсів вище сигналів управління. І чим більша ця різниця, тим ширший вихідний імпульс (більше шпаруватість).
Керуюча напруга на виводі 3 у свою чергу залежить від сигналів на входах операційних підсилювачів (підсилювачів помилок), які можуть контролювати вихідну напругу і вихідний струм БП.

Таким чином, збільшення або зменшення величини якогось керуючого сигналу, викликає відповідно лінійне зменшення або збільшення ширини імпульсів напруги на виходах мікросхеми.
В якості керуючих сигналів, як вже було сказано вище, може бути використана напруга з виведення 4 (керування «мертвим часом»), підсилювачі входи помилки або вхід сигналу зворотного зв'язку безпосередньо з виведення 3.

Теорія, як кажуть теорією, але набагато краще все це подивитися і "помацати" на практиці, тому зберемо на макетній платі наступну схемку і подивимося на власні очі, як все це працює.

Найпростіший і найшвидший спосіб - зібрати все це на макетній платі. Так, мікросхему я поставив КА7500. Висновок "13" мікросхеми посадив на загальний провід, тобто у нас вихідні ключі працюватимуть в однотактному режимі (сигнали на транзисторах будуть однаковими), а частота повторення вихідних імпульсів буде відповідати частоті пилкоподібної напруги ГПН.

Осцилограф я підключив до наступних контрольних точок:
- Перший промінь до виведення "4", для контролю постійної напруги на цьому виводі. Знаходиться у центрі екрана на нульовій лінії. Чутливість - 1 вольт на поділ;
- Другий промінь до виведення "5", для контролю пилкоподібної напруги ДПН. Знаходиться він так само на нульовій лінії (поєднані обидва промені) у центрі осцилографа і з такою самою чутливістю;
- третій промінь на вихід мікросхеми до висновку "9", для контролю імпульсів на виході мікросхеми. Чутливість променя 5 вольт на поділ (0,5 вольт плюс дільник на 10). Знаходиться у нижній частині екрана осцилографа.

Забув сказати, що вихідні ключі мікросхеми підключені із загальним колектором. Інакше сказати - за схемою емітерного повторювача. Чому повторювач? Тому що сигнал на емітері транзистора точно повторює сигнал бази, щоб нам все було добре видно.
Якщо знімати сигнал з колектора транзистора, він буде інвертований (перевернутий) стосовно сигналу бази.
Подаємо харчування на мікросхему і дивимося, що у нас є на висновках.

На четвертій ніжці у нас нуль (бігунок підстроювального резистора в крайньому нижньому положенні) перший промінь знаходиться на нульовій лінії в центрі екрану. Підсилювачі помилки також не працюють.
На п'ятій ніжці ми бачимо пилкоподібну напругу ГПН (другий промінь), амплітудою трохи більше 3-х вольт.
На виході мікросхеми (висновок 9) ми бачимо прямокутні імпульси, амплітудою близько 15 вольт і максимальної ширини (96%). Крапки в нижній частині екрану - це фіксований поріг шпаруватості і є. Щоб його було краще видно, увімкнемо розтяжку на осцилографі.

Ну ось, тепер видно краще. Це саме час, коли амплітуда імпульсу падає до нуля і вихідний транзистор закритий цей короткий час. Рівень нуля для цього променя у нижній частині екрана.
Ну що, давайте додамо напругу на висновок "4" і подивимося, що у нас виходить.

На виведенні "4" підстроювальним резистором я встановив постійну напругу величиною 1 вольт, перший промінь піднявся на один розподіл (пряма лінія на екрані осцилографа). Що ми бачимо? Мертвий час збільшився (зменшилася шпаруватість), це пунктирна лінія в нижній частині екрану. Тобто вихідний транзистор закритий на якийсь час вже приблизно на половину тривалості самого імпульсу.
Додамо ще один вольт підстроювальним резистором на виведення "4" мікросхеми.

Ми, що перший промінь піднявся ще одне поділ вгору, тривалість вихідних імпульсів стала ще менше (1/3 від тривалості всього імпульсу), а мертвий час (час закриття вихідного транзистора) збільшилося до двох третьої. Тобто наочно видно, що логіка мікросхеми порівнює рівень сигналу ДПН з рівнем керуючого сигналу, і пропускає на вихід тільки той сигнал ДПН, рівень якого вище керуючого сигналу.

Щоб стало ще зрозуміліше - тривалість (ширина) вихідних імпульсів мікросхеми буде такою, якою є тривалість (ширина) вихідних імпульсів пилкоподібної напруги, що знаходяться вище за рівень керуючого сигналу (вища за пряму лінію на екрані осцилографа).

Йдемо далі, додаємо ще один вольт на виведення "4" мікросхеми. Що ми бачимо? На виході мікросхеми дуже короткі імпульси, шириною приблизно такі ж, як і виступають вище прямий лінії верхівки пилкоподібної напруги. Включимо розтяжку на осцилографі, щоб імпульс було краще видно.

Ось, ми бачимо короткий імпульс, протягом якого вихідний транзистор буде відкритий, а решту часу (нижня лінія на екрані) буде закрито.
Ну що спробуємо підняти напругу на виведенні "4" ще більше. Ставимо підстроювальним резистором напруга на виведенні вище рівня пилкоподібної напруги ДНН.

Ну все, БП у нас перестане працювати, тому що на виході повний "штиль". Вихідних імпульсів немає, тому що на керуючому виведенні "4" у нас постійна напруга рівнем більше 3,3 вольта.
Абсолютно те саме буде, якщо подавати керуючий сигнал і на висновок "3", або на який-небудь підсилювач помилки. Кому цікаво, можете самі перевірити досвідченим шляхом. Причому, якщо керуючі сигнали відразу на всіх керуючих висновках, керувати мікросхемою (переважати), буде сигнал з того керуючого висновку, амплітуда якого більше.

Ну що, спробуємо відключити висновок "13" від загального дроту і приєднати його до виведення "14", тобто переключити режим роботи вихідних ключів з однотактного на двотактний. Побачимо, що в нас вийде.

Підстроювальним резистором виводимо знову напругу на виведенні "4" на нуль. Включаємо живлення. Що ми бачимо?
На виході мікросхеми також присутні прямокутні імпульси максимальної тривалості, але їх частота прямування стала вдвічі меншою за частоту пилкоподібних імпульсів.
Такі самі імпульси будуть і на другому ключовому транзисторі мікросхеми (висновок 10), з тією різницею, що вони будуть зсунуті за часом щодо цих на 180 градусів.
Тут також є максимальний поріг шпаруватості (2%). Зараз його не видно, потрібно підключати 4-й промінь осцилографа і поєднувати разом два вихідні сигнали. Щупа четвертого немає під рукою, тож цього не зробив. Хто хоче, перевірте практично самі, щоб у цьому переконатись.

У такому режимі мікросхема працює так само, як і в однотактному режимі, лише з тією різницею, що максимальна тривалість вихідних імпульсів не перевищуватиме 48% від загальної тривалості імпульсу.
Так що довго розглядати цей режим ми не будемо, а просто подивимося, які у нас будуть імпульси при напрузі на виведенні "4" у два вольти.

Піднімаємо напругу підстроювальним резистором. Ширина вихідних імпульсів зменшилася до 1/6 загальної тривалості імпульсу, тобто також рівно вдвічі, ніж у однотактному режимі роботи вихідних ключів (там у 1/3 разу).
На виведенні другого транзистора (висновок 10) будуть такі самі імпульси, тільки зрушені за часом на 180 градусів.
Ну ось у принципі ми і розібрали роботу ШІМ контролера.

Ще з висновку "4". Як говорилося раніше, цей висновок можна використовувати для "м'якого" старту блоку живлення. Як це організувати?
Дуже просто. Для цього підключаємо до виводу "4" RC ланцюжок. Ось наприклад фрагмент схеми:

Як тут працює "м'який старт"? Дивимося схему. Конденсатор С1 через резистор R5 підключений до ІОН (+5 вольт).
При подачі живлення на мікросхему (висновок 12) на виведенні 14 з'являється +5 вольт. Починає заряджатися конденсатор С1. Через резистор R5 протікає зарядний струм конденсатора, в момент включення він максимальний (конденсатор розряджений) і на резистори виникає падіння напруги 5 вольт, яке подається на висновок "4". Ця напруга, як ми вже з'ясували досвідченим шляхом, забороняє проходження імпульсів вихід мікросхеми.
У міру заряду конденсатора, зарядний струм зменшується і відповідно зменшується падіння напруги на резисторі. Напруга на виведенні "4" також зменшується і на виході мікросхеми починають з'являтися імпульси, тривалість яких поступово збільшується (у міру заряду конденсатора). Коли конденсатор повністю зарядиться - зарядний струм припиняється, напруга на виведенні "4" стає близько до нуля, і виведення "4" більше не впливає на тривалість вихідних імпульсів. Блок живлення виходить у свій робочий режим.
Природно Ви здогадалися, що час запуску БП (виходу на робочий режим) залежатиме від величини резистора і конденсатора, і їх підбором можна буде регулювати цей час.

Ну ось, це коротко вся теорія і практика, і нічого тут особливо складного немає, і якщо Ви зрозумієте і розберетеся в роботі цього ШІМ-у, то Вам не важко розібратися і зрозуміти роботу інших ШІМ-ів.

Бажаю всім удачі.

TL494 у повноцінному блоці живлення

http://www.radiokot.ru/circuit/power/supply/38/

Пройшло більше року, як я всерйоз зайнявся темою блоків живлення. Прочитав чудові книги Марті Браун "Джерела харчування" та Семенов "Силова електроніка". У результаті помітив безліч помилок у схемах з інтернету, а останнім часом і тільки й бачу жорстоке знущання з моєї улюбленої мікросхеми TL494.

Люблю я TL494 за універсальність, напевно, немає такого блоку живлення, який неможливо було б на ній реалізувати. В даному випадку я хочу розглянути реалізацію найцікавішої топології "напівміст". Управління транзисторами напівмоста робиться гальванічно розв'язаним, це вимагає чимало елементів, в принципі перетворювач всередині перетворювача. Незважаючи на те, що існує безліч напівмостових драйверів, використання як драйвер трансформатора (GDT) списувати ще рано, цей спосіб найбільш надійний. Бутстрепові драйвери вибухали, а ось вибуху GDT я ще не спостерігав. Драйверний трансформатор є звичайним імпульсним трансформатором, розраховується за тими ж формулами як і силовий враховуючи схему розгойдування. Часто я бачив використання потужних транзисторів у розкачуванні GDT. Виходи мікросхеми можуть видати 200 міліампер струму і в разі грамотно побудованого драйвера це дуже багато, особисто я розгойдував на частоті в 100 кілогерц IRF740 і навіть IRFP460. Подивимося на схему цього драйвера:

Ця схема включається на кожну вихідну обмотку GDT. Справа в тому, що в момент мертвого часу первинна обмотка трансформатора виявляється розімкнутою, а вторинні не навантаженими, тому через саму обмотку розряд затворів буде йти вкрай довго, введення резистора, що підпирає, заважатиме швидко заряджатися затвору і їсти багато енергії марно. Схема малюнку позбавлена ​​цих недоліків. Фронти виміряні на реальному макеті склали 160нс наростаючий і 120нс спадаючий на затворі транзистора IRF740.
Аналогічно побудовані транзистори, що доповнюють до мосту, в розгойдуванні GDT. Застосування розгойдування мостом обумовлено тим, що до спрацювання тригера живлення tl494 після досягнення 7 вольт, вихідні транзистори мікросхеми будуть відкриті, у разі включення трансформатора як пуш-пул відбудеться коротке замикання. Міст працює стабільно.

Діодний міст VD6 випрямляє напругу з первинної обмотки і якщо вона перевищить напругу живлення, то поверне її назад в конденсатор С2. Відбувається це через появу напруги зворотного ходу, але індуктивність трансформатора не нескінченна.

Схему можна живити через конденсатор, що гасить, зараз працює 400 вольтовий к73-17 на 1.6мкф. діоди кд522 або значно кращі за 1n4148, можлива заміна на більш потужні 1n4007. Вхідний міст може бути побудований на 1n4007 або використовувати готовий кц407. На платі помилково застосований кц407 як VD6, його туди ні в якому разі неприпустимо ставити, цей міст повинен бути виконаний на вч діодах. Транзистор VT4 може розсіювати до 2х ват тепла, але грає він суто захисну роль, можна застосувати кт814. Інші транзистори кт361, причому вкрай небажана заміна на низькочастотні кт814. Генератор tl494, що задає, налаштований тут на частоту в 200 кілогерц, це означає, що в двотактному режимі отримаємо 100 кілогерц. Мотаємо GDT на феритовому кільці 1-2 сантиметри діаметром. Провід 0.2-0.3мм. Витков має бути в десяток разів більше ніж розрахункове значення, що значно покращує форму вихідного сигналу. Чим більше намотано – тим менше потрібно підвантажувати GDT резистором R2. Я намотав на кільці зовнішнім діаметром 18мм 3 обмотки по 70 витків. Пов'язане завищення числа витків і обов'язкове підвантаження з трикутної складової струму, воно зменшується зі збільшенням витків, а підвантаження просто зменшує його відсотковий вплив. Друкована плата додається, проте не зовсім відповідає схемі, але основні блоки на ній є плюс доданий обвіс одного підсилювача помилки та послідовний стабілізатор для запиту від трансформатора. Плата виконана під монтаж у розріз плати силової частини.

Стабілізований напівмостовий імпульсний блок живлення

1

Блок живлення містить невелику кількість компонентів. Як імпульсний трансформатор використовується типовий понижувальний трансформатор з комп'ютерного блоку живлення. На вході стоїть NTC термістор (Negative Temperature Coefficient) - напівпровідниковий резистор з позитивним температурним коефіцієнтом, який різко збільшує опір, коли перевищена деяка характеристична температура TRef. Захищає силові ключі під час заряджання конденсаторів. Діодний міст на вході для випрямлення напруги на струм 10А. Пара конденсаторів на вході береться із розрахунку 1 мкф на 1 Вт. У нашому випадку конденсатори "витягнуть" навантаження 220Вт. Драйвер IR2151- Для керування затворами польових транзисторів, що працюють під напругою до 600В. Можлива заміна на IR2152, IR2153. Якщо в назві є індекс D, наприклад IR2153D, то діод FR107 в обв'язці драйвера не потрібен. Драйвер по черзі відкриває затвори польових транзисторів із частотою, що задається елементами на ніжках Rt та Ct. Польові транзистори використовуються переважно фірми IR (International Rectifier). Вибирають на напругу не менше 400В та з мінімальним опором у відкритому стані. Чим менший опір, тим менше нагрівання і вищий ККД. Можна рекомендувати IRF740, IRF840 та ін. Увага! Фланці польових транзисторів не закорочувати; при монтажі на радіатор використовувати ізоляційні прокладки та шайби-втулки. Типовий тип трансформатора з блоку живлення комп'ютера. Як правило, цоколівка відповідає наведеній на схемі. У цій схемі працюють і саморобні трансформатори, намотані на феритових торах. Розрахунок саморобних трансформаторів ведеться на частоту перетворення 100 кГц та половину випрямленої напруги (310/2 = 155В). Вторинні обмотки можна розрахувати на іншу напругу. Діоди на виході з часом відновлення трохи більше 100 нс. Цим вимогам відповідають діоди з сімейства HER (High Efficiency Rectifier – високоефективні випрямлячі). Чи не плутати з діодами Шоттки. Місткість на виході - буферна ємність. Не слід зловживати та встановлювати ємність понад 10000 мкФ. Як і будь-який пристрій, цей блок живлення вимагає уважного та акуратного складання, правильної установки полярних елементів та обережності при роботі з мережевою напругою. Правильно зібраний блок живлення не потребує настроювання та налагодження. Не слід вмикати блок живлення без навантаження.